【原创】跟我学系列之一，CCM模式APFC电路设计
【原创】跟我学系列之二，元器件降额使用参考
【原创】跟我学系列之三，常用于APFC的软开关BOOST电路的分析与仿真
反激，反激才是王道！
我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好。不期望能入高手的法眼，但愿能给入门者一些帮助。
真的啊！
这下放心了，说明电源行业的前景还是可以的
呵呵
嘿嘿。。上了贼船了
跟着大师的脚印走
所有的电路都会出现磁饱和现象，磁饱和跟拓扑无关。
如果流经电感上的电流过大，磁芯就会出现饱和，饱和后电感量就会迅速下降，变成一根导线。后果很严重。
磁场强度H随电流增而增加，而随H的增加磁感应强度B沿磁滞回线移动，当移动到水平部分时，H的增加不再使B增加，及磁感应强度B的增量接近为0，根据电磁感应定律得到感应电动势U接近0，变压器相当于一根导线，起不到传递能量的作用。
楼主，正在学习saber，可否将大哥做过的反激saber文件发我几个，那样感觉学的快点，借鉴前辈的经验设置，谢谢！
早就不在了。
其实线路很简单。你看帖子的图就知道了，你照着画就可以了。
老师，见你见识广博，我想请教一下您：知道封装标识为GEC的SOT-6芯片是哪家的吗，是用在LED电源上面的,还请老师回帖。谢谢
BZ好，看了你的帖子，收获大大，但我在算一个变压器，IC是LNK626的，做5V1.2A。用EE1312s的磁心。输入为85~264F＝100K，VF＝100VVC＝250D＝0.5算初级线用0.19MM的。可是算其次级的时候要0.75MM的，这让我感觉有点晕晕的了，真要这么大的线………………？谢谢，希望BZ大大能看到，帮我解惑………………谢谢……
你可以按照
趋肤深度=75/SQRT(f)毫米
来估算。
前辈能详细这个公式吗？
您能解释下式中的各位参数吗，谢谢
所有的变压器趋肤效应都是按这个公式来算吗
还有那个75是固定的还是怎样来选这个数值的啊
老师好我想请教为什么蓄电池供电（dc-dc转换）中要加滤波电容呢？不是蓄电池供电没有杂波吗？不要可以吗？谢谢！
加电容不是消除电压波动造成的干扰吗？
发热是一个很普遍的问题，关键要看是哪个部分发热，有些功率器件有点发热也是正常的。但是过热的情况就要引起注意了。最好看一下驱动，然后逐步排除问题。。
GG此话说得好生轻巧！
我也遇到同样的问题，我有个案子OUTPUT3-12V0.7A恒流的，在inputAC240V时候单独从CV=3V不恒流，若从CV=12V往下调到CV=3V是能恒流的，我调试恒流IC的参数，总是不解决问题，不知道是变压器的问题，还是VIPER22A的问题，
请教“好老师”如下问题：
1，CCM时，Bmax=Ip2*Lp/(Np*Ae)成立吗？
2，若CCM时，Bmax=deltaB/2+Bdc,deltaB=deltaI*Lp/(Np*Ae),那么Bdc怎么求？
3，反激时存在安匝值平衡，即Np*Ip=Ns*Is,若CCM时，Ip,Is分别指什么？
请指点！
交流一下对这三个问题我的理解：
1CCM时这个公式就不成立了，按电磁感应定律，Ip2前面加个delta,应该就成立了。
2Bdc和电流波形中的Idc应该是对应的，所以可以通过Idc得到Bdc
3所谓的安匝平衡就是H得相等，所以都是峰值电流时满足上述关系。
先列提纲
1，反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。
工作时序说明：
t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。
从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。因为电感中的储能没有完全释放。
从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。MOS管不直接向负载传递能量。整个能量传递过程是先储存再释放的过程。整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。
我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。
MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。那么：
Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整个工作周期为T，占空比为D，那么就是：
Vin×D=Vout×(1-D)
那么输出电压和占空比的关系就是：Vout=Vin×D/(1-D)
同时，我们注意看MOS管和二极管D1的电压应力，都是Vin+Vout
另外，因为是CCM模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题。MOS开通时有电流尖峰。
上面的工作模式是电流连续的CCM模式。在原图的基础上，把电感量降低为80uH，其他参数不变，仿真看稳态的波形如下：
t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从0开始线性上升。
t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。D1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。
t3时刻，Q1再次开通，进入一个新的周期。
在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的DCM模式。有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极管因为也工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题。但是我们应该注意到，DCM模式的二极管、电感和MOS漏极的峰值电流是大于上面的CCM模式的。
另外需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是：
Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)
不好意思，请问您在这一张图片中，D1的电压应力为什么和Vds同步了啊。FET导通的时候，Vds好像是小的，D1的电压应力大。D1导通的时候相反，
请指教。
你很细心！
呵呵，只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来，那么波形就倒过来。
你注意看图的右边，看波形具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来的。
看波形图也要配合这原理图来看的。
当MOS开通的时候，二极管D1承受着反压，是一个负的电压。MOS关断的时候，二极管导通，正向压降很低。
了解，还是我不够细心啊，呵呵。图上显示的是个负值，谢谢您。
不过还有个疑问想请教您一下，你在这张图片下面的解释中提到“二极管因为工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题”。二极管的反向恢复貌似是因为加了反向电压后，产生反向电流，进而造成了“噪音”。即使二极管工作在DCM状态下，应该也会存在这个问题。不知是不是我理解错误了，劳烦指教，呵呵
二极管的反向恢复，和其工作时PN结的载流子的运动有关系。DCM时，因为二极管已经没有电流流过了，内部载流子已经完成了复合过程。所以不存在反向回复问题。会有一点点反向电流，不过那是结电容造成的。
建议你深入了解一下二极管的反向恢复的机理。
不好意思，我对您的说法有点误解。
您的意思应该是“断续情况下，二极管的反向漏电流肯定能恢复到零”而“连续状态下，可能会出现二极管一直正向导通的情况，无法起到开关的作用”
不是啊
反向恢复电流和反向漏电流是两码事。只要存在反向电压，就存在反向漏电流。
连续状态下，二极管不会一直正向导通，承受反压的时候，也会关断的。但是在由正偏导通到负偏关断过程中，有个反向恢复过程，这个过程中存在比较大的反向恢复电流。
再次重申，和反向漏电流是两码事。
建议你仔细了解一下快恢复二极管的反向恢复是怎么回事。
这个反向恢复电流是从二极管的阳极流到阴极还是从阴极流到阳极？
你好，我是一个初学者，刚接触到这些东西，看了一下图，感觉为什么在两种情况下电感的电流会不同呢，不是应该都从0开始上升的吗？
厉害的楼主
版主，我又细细的看了一遍，有些问题的理解上，不知道自己的理解是否正确，这里我把它发出来，希望您看看，在给个指导，谢谢！
一、第12帖：t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。D1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。从释放能量完后，如何进入谐振的？我的理解：谐振的产生，这里应该具备电感电容，电感变压器，电容应该是mos的结电容应该都有存能作用，所以在能量释放完后，其实过程中还是有剩余的能量是在电感电容之间进行阻尼式的消减。
二、ccm模式中，能量没有完全释放，进入稳态后，如何进行完全释放的？我的理解：ccm模式下，进入稳态是达到了一种动态平衡，就如说，输入给定多少，输出释放多少（损耗也暂时计算在输出上，这里的输入量是由输出决定。）这样就不会形成能量的累积造成损坏。这里因为考虑市电的波动和带载等影响，所以保持动态平衡是通过占空比的调节，如果是变频，那就是通过频率的调节来达到要求。这样，我又有个问题，那设计时，我们设计占空比，选择好它的值后，这个值是不是让电路工作在设定的模式下工作的呢，比如，我占空比这时候选择的是0.5，输出电压高了，则减小占空比让它继续保持在这个模式，输出低了，那就升高占空比，达到继续保持这个模式，简单的理解就是，我设定时，就已经把输出的这个电压值规定死的就是这个模式下的值，利用占空比来调节它保持着，调频原理一样。不知道这样的理解是否有误。
三，初级绕组电流ccm是梯形波，而dcm是三角波，我的理解是：ccm模式下能量没有释放完的，产生的vf反射电压，vf电压在工作时一直存在，让初级电感具有电流，就像有了最初电流值，也就是起点不为零。而对于dcm模式下，能量释放完后，vf消失，这样电流的起点就从零开始。（这里的vf或许我应该说成vc，不过我感觉这种解释有问题，所以想先听听楼主的观点，看看有没必要在问。）另一种解释：磁通量突变说法，整个dcm和ccm过程，磁通量的变化量都是按照一个增值一个减值，其增减值的大小都没变，因为增减速率是没有变化的，唯一一点就是dcm有让电流过零，就如它的磁通量在减少时把能量都放完了，所以速率为零，而ccm没有。（这里解释说的有点乱，表达不太清楚）
五，漏感这个值如何确定的？计算能稍微说说吗？或者稍微介绍下漏感产生和消除的知识点，这里介绍应该也有些，不过感觉比较乱，不够系统。反激电源进入CCM以后，负载变化，只要是在CCM状态，占空比是不变化的。329第二点，这里的解释是要达到ccm状态，是通过调频的吗，要不占空比如何不变的？
1，所谓能量释放完，指的是变压器中的能量。而不包括MOS结电容储存能量。
2，你的理解是对的。我们的设计原则一般都是按照输出是某个定值来设计的。
3，不管哪种模式，初级电流都是断续的，而且都是从零开始。只不过上升速率不同而已。CCM的有两个阶段，斜率分别不同。
4，反馈的问题，不是那么简单就说的清楚的。DCM峰值大，是可以计算出来的。
5，漏感一般实测量比较准。进入CCM占空比不变。你可以把CCM下占空比表达式写出来，看看和什么有关系？
6，理解的没有错。但不会一直互相叠加影响的。因为次级有大电容，电容电压不会变化那么快的。而且磁芯一次储存的能量也是有限的。
1、我问的是谐振产生的原因，所以解释是按照自己理解对谐振进行分析。或者请版主能不能稍微说说谐振的产生。
3、不管哪种模式，初级电流都是断续的，而且都是从零开始。只不过上升速率不同而已。CCM的有两个阶段，斜率分别不同。这里我不理解的是梯形波和三角波，如果是梯形波应该说是起点不一样，就如66帖的dcm和ccm两个图，两个的ip1是不同的，这里如果都是从零开始，那我就不懂ccm的ip1是不是都应该为零了，这里看是不是和你说的意思有点不同呢？
4、dcm的峰值是指mos管上承受的峰值吗？（如果是，那就是第六个问题。）不是的话，这个值好像没搞太清楚，计算上，我就不清楚怎么计算了。
5、这里我不理解的是，第329帖：第二点，反激电源进入CCM以后，负载变化，只要是在CCM状态，占空比是不变化的。这里进入ccm状态，负载变化了，这里不是反馈回来的值也会变动，所以自然会影响占空比的值，还是说我理解错了。我之所以问是否在调频状态，是觉得，在调频状态下，才做到占空比不变，不知道是不是我理解错误。
或许自己能力还有限，了解的不够全面，问的问题也比较简单，希望版主见谅，我会抽空重新在理解理解，谢谢版主的回答。感激！！！
1，L与C串联构成回路，不管初始装态是L中电流不为零，还是C中电压不为零。只要这个回路中的能量没有耗散完，就会不停振荡。根本原因在于LC元件本身的电学特性造成的。
3，要注意区别理论分析与实际电路之间的略微差别。理论分析的时候，我们是忽略了MOS开通过程的。是按照理想开关处理的。至于初始电流不为零，是因为反激变压器必须保持安匝数守恒。
4，峰值是峰值电流。
5，你可以根据变压器的伏秒积的平衡关系，推导一下占空比。
谢谢版主，意思我基本理解了。这里第四个问题峰值电流，这个我懂，我问的是这个峰值电流是谁的峰值电流，mos管的吗？如果是，那我就明白了，不是的话，我还要在看看
谢谢您的回答再次支持下！学了很多，我到时抽空在看看。谢谢了！！！
谢谢了，那我就清楚整个过程，到时在分析分析。
谢谢解惑！
针对你举的例子：
3，DCM电流从0开始，CCM电流不从0开始，上升速率不同是因为你的电感量不同。
实际应用中是基于同一个L的，同学们有可能在此会转不过弯。
版主老师，关于DCM模式下的震荡，到底是原边的LC引起的还是次级绕组的LC引起的呢？我有听人说是次级侧引起的，这个我其实也搞不懂，麻烦指点下！
你测波形是初级MOSFET的Vgs或者初级电流波形吧，应该是初级LC震荡，怎么是次级LC震荡的呢？？
关于第3点,ccm模式下能量没有释放完.是肯定有电流的.这是基本的概念.所以这种模式下电流不是从零开始的.
在實際設計中通過調整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM/CCM).若工作於DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的.工作中開關Tr,輸出二极體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身產生最大的銅損(I2R).若工作於CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下損耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數鐵磁物質產生磁飽和.所以設計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中.只要調整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現噪音小,效率合理之佳況.
这个是别人的
BZ好！
我想问一下，那在具体设计反激的时候要按那种模式设计啊，因为我看见电源在高压输入时它就在CCM模式但是在低压输入时它就在DCM模式来（当然负载是满载）可以肯定的是在某个输入电压下它在临界模式，所以说在整个输入范围内三种模式都存在，那么我们在设计时有按哪一种模式设计啊，如果按其中一种模式设计的话会不会，出现没有兼顾其他模式的考虑呢，或者是不是可以说按其中一种模式设计的话，其他的模式就被包含在其中了。因为有的设计是在CCM或DCM或临界，我们要怎么去决定设计在那种模式更好呢！谢谢
嗯，你说反了，应该是高压的时候是DCM，低压的时候是CCM。
你说的很多设计是按照在整个输入范围内三种模式都存在，的确是这样的。
其实我们设计的时候，可以这么设计，按照某个输入电压下工作为临界模式来设计。
假如在最低输入电压、最大输出功率的时候，按照临界模式来设计，那么在整个工作电压范围内，电源都是工作在DCM模式的。
按照CCM模式设计的电源，总有可能是工作在DCM和CRM模式的。因为大部分设计电源空载或轻载的时候，是工作在DCM的。
还有的设计，是在某个电压值，比如对于全电压范围内的，取在范围你的某个特定值，比如180V左右的时候，满载工作在CRM，也可以这么设计。
一般我认为，对于小功率的电源，就设计在全程DCM吧。功率大一些的，就设计成你说的这种三种模式都存在的。
但是，怎么样才是最优化的设计方案。说实话，我也没底。主要是我做的反激的案子不多，这方面的理解还不够深。希望能听听大家的意见吧。
这个帖子的本意，还是希望通过设计与分析，能让大家对反激的工作原理有比较清楚的认识和理解。真正要在工程设计上有成熟的表现，是要建立在对原理理解的基础上，再配合丰富案例的经验和认识后，才能逐步实现的。那也是我还在追求的目标。
我举个例子供好版主分析下：
输入85-264VAC输出0.65A*36VDC工作模式QR工作频率75KHZ@85VAC，EF25CORE,AE=51.8MM2MOSFET7N60
根据版主你的分析N=（0.8*600-370）/36=4.7
这时次级峰值电流为2.6A初级峰值电流为0.65A
Lp=947uHNp=92TNs=20T
这样算出来的匝数根本绕不下
网上另一种方法是N=(80*0.5)/(36*0.5)=2.2280为最低直流电压，0.5为占空比这时次级峰值电流为2.6A初级峰值电流为1.17
Lp=455uHNp=44TNs=20T
这样相差很大。
另外，好版主，我看了你关于次级整流二极管耐压的计算方法，感觉和实测有较大差异，有机会我想向你请教一下。
根据版主你的分析N=（0.8*600-370）/36=3
这时次级峰值电流为2.6A初级峰值电流为0.86A
Lp=716uHNp=69TNs=23T
这样算出来的匝数根本绕不下（三层绝缘线加6MM安规胶布）
这里面有好几个层面的问题。
1，QR模式不适合用这两种方法计算。因为QR是属于DCM的变种。
2，不同的设计出发点，得到的结果会有差异。比如，我那个方法是按照MOS的耐压来作为边界条件。而第二种方法按照最大占空比作为边界条件。
3，另外，你的变压器是自己提前就选好了。大小是否合适，你验证过吗？你是按照什么法则来取磁芯的呢？
我的变压器是通过AP法算的，能够输出28W@75KHZ。
好版主，我想问一下，针对于普通的反激式变压器，这两种都可以实现同样的功能吗？依据您的经验，哪一种变压器设计方法更合理一些。
另外，因为现在对动态负载时转换效率的要求，QR也在慢慢流行起来，您能不能讲一下QR变压器的设计方法。小弟我一直把它当成DCM设计的，这就导致我在低压时效率较高，高压时效率较低，空载功耗有0.8W的差别（90-264）。
其实，变压器的设计没有最好的方法。因为要根据实际情况来具体调整。所以我在excel表格里提供了几种初始的选择。
笨啊老猪
设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式：1/2·(Ip1+Ip2)·DMax·VinDCMin=Pout/η
DCM模式下一般令IP2=3IP1
再根据VIN*D=VF(1-D)VF=NVO
可求的IP2=2IO/3N(1-D)η
若η在0.7左右的话，结果就是你的答案了
若在CCM模式结果应为IP=2IO/N(1-D)η
N=(80*0.5)/(36*0.5)=2.22，Vin应该取80*1.414吧。这样算出来N=3.14.。。
还有一点，按照mos耐压来算N的话应该是上限值：375+N(Vo+Vd)<=0.8Vdss,Nmax=3
而另一种算法Nmax=Vin,min*Dmax/Vo(1-Dmax)=85*1.414/36=3.33
然后还要考虑下限，根据整流管的耐压：375/N+Vo<=0.85Vd,Vd取200V的话，N>=2.79
你好，我碰到别人问我的问题很相似，他反击模式下，你带满载的情况下啥时候从CCM切到DCM的情况下对应的输入电压会多少，我回答不上，我要做实验，后面做了下实验好像在100V左右，但我想问的是，怎样去从理论上且这种问题呢，是不是伏秒法则，结合IC的最大占空比去思考呢
楼主好！用IC芯片，宽范围（90-270v）电压输入时也要确定工作模式吗？我设计时没考虑过工作模式，测试波形显示，低压输入时几种工作模式都回出现，高压是断续模式。请问你所说的工作模式确定，是宽范围还是窄范围电压输入的设计的？是整个电压输入范围都只出现一种工作模式吗？
对于小功率电源，有可能在整个电压输入范围内只有一种模式：DCM模式。
对于设计有CCM模式的电源，DCM肯定会出现的，例如在高输入电压，或者轻载的时候。
一般我们设计的时候，是要考虑好工作模式的。与电压输入范围无关，不管是宽范围还是窄范围，都要考虑。把工作状态和参数都置于工程师的掌控之中，才是能保证可靠的唯一出路。
您好，我想问一下，DCM是适合高压输入还是输出下呢？我曾看到过说DCM适合较高输出电压
嗯，这我倒没有留意太多。DCM比较适合小功率。是不是适合高压输入，我倒没有多思考。
高压时，如果要做CCM，那么如果占空比做的比较大，那么反射电压就会高，MOS的电压应力高。如果占空比做小，那么反射电压低，匝比需要做小，那么次级二极管的电压应力高。
高压输入时MOS的开通容性损耗比较大，做成DCM的，可以有效降低开通的容性损耗。
如此说来，高压输入时还是做成DCM比较好。
老师你好，我想问下做成DCM的时候，怎样降低开通容性损耗？是不是应为Toff变小了的原因？这是看第四遍了，每遍收获都不一样。。。
楼主上面是反激式电源能量的传输的过程
恩知道了谢谢老师
在CCM和DCM模式有个过渡的状态，叫CRM，就是临界模式。这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS开通。这个方式就是DCM向CCM过渡的临界模式。
CCM在轻载的时候，会进入DCM模式的。
CRM模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作在CRM模式，需要用变频的控制方式。
我们还注意到，在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也是需要变频控制的。
不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。
一定来看看
如果我用FAN7527做单级PFC反激式变压器
AC输入85~265V输出20V/20W
时我用85V/20V/20w时怎样计算最低工作频率.
师长，能否把你仿真的原文件发给我一份
我是个新手，老是仿真不出来，多谢您了
師長請問這是降壓電路？
没法再详细了。两种不一样的最基本拓扑结构。还要怎么详细说明呢？
如果要说拓扑的工作原理，直接看书好了。
VOUT=VIN*D（1-D)
那这样的话就有
19VOUT=VIN120V*D(1-D)
D=0.135吗
这还能工作吗？
我是一个刚刚做电源不久的对伏秒积平衡不理解，麻烦给我解说一下。
你在3贴中
62帖让你记得我的好：
那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下的最大占空比，我们根据磁通伏秒积的平衡的要求，可以有公式：
Vin×Dmax=Vf×(1-Dmax)
那么：Dmax=Vf/(Vin+Vf)
我不知道应该怎么算
谢谢！
老师我按这个公式算出来的Vout不对啊~~
Vout=Vin×D/(1-D)=373.3*0.45/0.55=305.4
怎么样也不能等于Vout噢请指教下~！~！是不是我计算方法不对。
老师，请教下：
-------怎么理解“反激变换器和隔离式Cuk变换器互为对偶”？
好人：你用你什么仿真软件啊？O(∩_∩)O谢谢
2，那么我们常说，反激flyback电路是从buck-boost电路演变而来，究竟是如何从buck-boost拓扑演变出反激flyback拓扑的呢？请看下面的图：
这是基本的buck-boost拓扑结构。下面我们把MOS管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效的。
接下来，我们把这个电路，从A、B两点断开，然后在断开的地方接入一个变压器，得到下图：
为什么变压器要接在这个地方？因为buck-boost电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。我们注意到，变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯。得到下图：
这就是最典型的隔离flyback电路了。由于变压器的工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦合电感。采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。
由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
下面先让我们仿真一下反激flyback电路的工作过程。
在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道saber中，耦合电感怎么用。简单的办法，就是选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真。感兴趣的，可以先看一下这个帖子：
SABER中耦合电感的运用
下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。
细心的朋友可能会注意到，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。次级是50uH，没有漏感。变压器的电感比是200：50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：1
那么现在有一个问题。在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS的关断是被强制关断的。在MOS关断期间，初级电感电流为0，电流是不连续的。那么，是不是我们的这个电路是工作在DCM状态的呢？非也非也，在flyback电路中，CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是CRM过渡模式。
所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电路是工作在CCM模式的。
我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会饱和的。
真不容易
flyback
这是上面这个仿真的文件。
又一次看到您的大作，真的是获益匪浅，赞美之情无需多言。只是，提一个建议您在文中指出RCD吸收网络中R的取值不能太小，我有点异议。我觉得准确的说应该是R的功率容量不能太小。否则频率较高时，可能会造成RCD中的C放电不完全。顺便问一下，RCD中D的工作原理
师长好，我认认真真的看完了你的帖子，
收获颇多，豁然开朗了很多问题，真是非常感谢！！！
您能不能将saber2007的破解文件共享出来，
或者发给我下，我找了很多地方都没有找到，
文件保存路径不能有中文。
你的路径是G:/下载/新建文件夹/flyback.........
把你的文件保存在G:/flyback......
谢谢，感动，我从昨天一直弄到今天，一照你说的试了一下，看到了，感谢谢LZ，
呵呵，常来参加讨论哦！也要谢谢上面的gaohq同学！
在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。其他参数保持不变。
t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。漏感在MOS上产生电压尖峰。输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。这些和CCM模式时是一样的。这一状态维持到t2时刻结束。t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。那么因为二级管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐振电流给MOS的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。输出完全靠输出的储能电容来维持。t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。所以初级的电流是从零开始上升的。
从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：
1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。
2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。
3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。
所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。
输出轻载时有阻尼振荡。
楼主您好。您说的：变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。我想问您一下：CCM模式是梯形波，不就相当于该电流发生了跃变吗？
嗯，但对反激电源来说，所谓的连续不连续，不是看某个绕组的电流。其实质，其实是看磁芯的磁通变化是否连续。
所以初级电流虽然是梯形波，但是实质磁通并没有突变。你想想看为什么？有疑问我们继续讨论。
谢谢楼主，真没想到您回复的这么快。感谢您的指导！
之前的BUST-BOOST电路，我一路看过来的，感觉懂了，可能没细想。看到CCM和DCM的比较，突然卡了壳，因为临近下班，没系统的来考虑这个问题。我仔细想了想，现在基本明白了。
有一点，还是没想明白：CCM模式，MOS管关断时，初级回路固然是没电流了，但由于Uf的存在，初级线圈中应该一直有电流（RCD的存在），该电流一直维持到t3时刻，初级电流再持续上升。所以我觉得初级电流不应该是梯形，而应该是三角波。我想不出更好的解释，麻烦楼主指点。万分感谢！
明白了。谢谢您，楼主，感谢您的讲解，您的不厌其烦，让我肃然起敬！
我是这样认为的：在下一个周期导通之前，因为磁芯上还有能量没有释放完（还有磁通量），就像MOS管刚关断的时刻，磁芯里也有能量，他给次级的电流也不是从0开始的，而是从电流的最大值慢慢下降的。所以磁芯里有能量，你再给他加个同方向的电压，他的电流就不是从0开始。
就像一个电感始终有一个直流分量在里面。
有点晕的~~可否大概的讲一下~~谢谢~~
应该说它的整体能量没有变吧~~
磁性元件的设计建议看一下赵修科老师的书。
在附件中。
自己去百度文库下载吧
这本书论坛里面有很多可以下的
2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。。。。。。。。。。。。。。这几个模式怎么去测的啊，请教
楼主老师，我有几个问题想再向您请教一下：
（1）根据您之前的图，可以看出来，占空比是你人为设定的，后面关于DMAX的计算我已经看过了。实际设计中，如果想指定占空比为40%，请问该怎么设计？
（2）关于CCM和DCM如何测，有网友问过，您也讲过用示波器来测。我想问一下：假如我想设计CCM模式，总不能用示波器测一下波形，再判断该电路是否处于CCM模式吧。
如果你想按照最大占空比为40%来设计，那么就按照这个参数来计算。
CCM和DCM，是由你设计的。你如果按照CCM来设计，就要在计算变压器的时候，按照CCM的方式来计算，设定Ip1与Ip2的比例关系，然后计算电感量等。
我做的那个EXCEL的文件你下载用一下看看先。
请问老师，那个EXCEL文件在哪个地方？我找了好久没找到
已经找到，非常感谢
楼主你好！我是新手！请教个问题:
我能不能理解成我做好了电源然后调整变压器感量就可以决定是否工作在CCM和DCM模式？
谢谢楼主！我再好好学习下！
老师您好!怎么用示波器看反激电源工作在CCM还是DCM状态上面的仿真觉得好复杂.毕竟不知道的人真正测起来不清楚探哪个位置,实际波形又是怎么样的..
首长，你好！想请你帮下我分析下图中开关电源的工作模式：
图一VDS波形
图二变压器初级侧电流波形
按您的说法由图一我判断此时其工作在DCM模式下，但又对电流波形检测看到电流波形为一梯形波。所以现在很困惑，不知道是自己哪里分析错了。希望得到您的指导！
应该是DCM。
至于你下面看到的电流波形，可能是因为波形的前沿尖峰误导了你的判断。这个前沿的尖峰使电流波形看上去像是梯形波了。
但根据VDS波形来看，应该是DCM。
电流波形的前沿尖峰，可能是因为变压器的分布电容导致的。
建议你把波形展开一些看看细节。
今天把电流波形展开了，让老师看看，看上去是变压器的的分布电容与电感发生谐振的波形
图一
图二展开波形
从你的电流波形看，的确不像是DCM，更像是CCM。
但是你的电流波形似乎有问题啊。怎么还带个台阶的？
上面的电流波形是通过UC3842过流采样电阻两端采过来的，和这个是不是有关系？如果看电流波形我们认为是CCM模式，但我们看Vds的波形如下：
按老师你上文中的解释，这明显是工作在DCM模式，所以就迷惑了。
我猜你的电流波形应该是电流检测电阻上的波形吧？如果用电流探头看看D点的电流又如何？
另外，从DCM的工作波形上，我们也可以得到一些有意义的提示。
例如，假如我们控制使次级绕组电流降到零的瞬间，开通MOS进入下一个周期。这样可以有效利用占空比，降低初级电流峰值和RMS值。
这种工作方式就是叫做CRM方式。可以用变频带电流过零检测的IC来控制。例如L6561MC34262等。
还有一种方式，就是次级电流过零后，MOS结电容和初级电感谐振放电，我们假如让MOS在Vds降到最低点的时候开通，那么可以有效降低容性开通造成的能量损失。这种就是前面提到过的QR准谐振模式。这样的控制IC现在也有很多。欢迎知道的朋友补充。
你好！
还有，磁芯有个矫顽力，不加反想电压的话，是不是能量也不能释放完啊？
如果是因为矫顽力使能量没有释放完，应该不会是CCM模式对吧，就想永磁铁是没有能量的啊。
次级电流当然能够降到零！
我们用的铁氧体是软磁，矫顽力很低，加了气隙以后，剩磁也很小。这二者实际中不要考虑了。
那负载是二极管有嵌压的怎么还能将到0呢，我总觉得不行啊呵呵。。
我再想想。。。
VDS当然高啦。因为MOS的结电容上的电荷刚才被充电到了Vin+Vf。电容上的电荷没有释放，当然电压还是存在的。
明白~谢谢~~
老师您好！看了你的叙述，我有点不明白，DCM模式下，当输出电压不再反射回初级的时候，您说MOS的Vds电压高于输入电压，这个怎么解释呢？我是个初学者，望赐教
老师好，我是新手，看到这里有些不理解，“由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振”
发生谐振的条件就是存在电压差吗，您的意思CCM时VDS电压小于或等于输入电压吗
精彩，遗憾的是没有参数推导过程，不知后续会不会有？
从文件中看出如下参数：
1.Vin=100V
2.Vout=200V
3.D=0.3
4.n=Np/Ns=4
5.Vf(有的书上称Vor)，暂未知。
6.Vd=1V
我不知这D，n的推导的先后顺序，我来试推一下。（假设在临界模式，Ton+Toff=T)
根据伏秒积平衡Vin*Ton=Vf*TOFF得到Vf=100*0.3/0.7=42.8V(好多书上都是先自己定个Vf值再来推D的。）到此纠结了，Vf=42.8V那此时L2上（变压器次级）的电压只有4*Vf=171V啊，离Vout=200V远。
呵呵，上面的帖子，我只是用来阐述buck-boost拓扑和flyback电路的工作原理的。并不是变压器的具体计算。里面的参数是我随便取的。仅仅是用来演示仿真结果的。
后面我会详细写一下变压器的计算方法的。
不好意思，上面有个地方我写错了，电感比是200：50，那么匝比就是2：1，我上次写成4：1了。
现在已经修改过来了。
能量已经储存在磁芯中了。初级没有电流没关系，只要磁芯中有能量，磁通量变化，必然会导致每一个绕组上都感应出电压来。只不过，有的绕组允许输出电流，比如次级。而有的绕组不允许输出电流，比如初级。
MOS管和次级的整流二极管是两个反相的阀门。变压器就是个大水池。MOS是进水阀，次级整流管是出水阀。进水阀和出水阀是联动的。
当进水阀打开时，出水阀自动关闭，水池开始蓄水。当水蓄的足够多的时候，进水阀关闭，出水阀自动打开，水就从出水阀流到后面去。
这里我也有点疑问，磁芯没有能量了，初级就没有电压了，但是在mosfet结电容与变压器初级刚发生谐振时，我觉得此时初级还是有电压的，只是变压器中已经没有能量了。或者说电容两端电压不能突变。不知道是不是我理解错了
顺便说一句，那个比喻很有趣
你的质疑非常正确。初级这时候不是没有电压了，初级的电压没有发生突变。初级还是有电压的。否则就不可能和MOS的结电容发生谐振了。我上个帖子的回答太轻率了。
只不过，这时候初级两侧的电压差，是由外部的容性器件保持的。而不再是初级内部感应出来被外部箝位的。
谢谢你的严谨！
“MOS是进水阀，次级整流管是出水阀。进水阀和出水阀是联动的”
这个解释相当生动啊，楼主实力很强，呵呵
比喻的很形象，不愧为大师啊！
解释的比较形象
好像是.初次級感量之比等於初次級線圈匝數的平方比.
楼主的文笔很不错，方方面面的问题都考虑到了。
感谢楼主所付出的心血和努力！
我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会饱和的
那么我们怎么去判定新增的能量完全释放到了次级呢？
不是。正常来说，如果你的设计是合理的，那么不应该出现饱和现象。假如出现饱和现象，那么最好检讨一下自己的设计。找出问题，把错误的地方修改掉。
可能你调整一下气隙，把电感量降下来一点或者如何，你就能解决问题。但我不认为这是一个好的办法。因为你并没有找出你错在什么地方。
恩，受教了！还有个问题请教下，对于带载能力不够是什么原因呢？变压器设计没问题的话。
老师，有没有这样说法，小功率的时候，比如说7W用EE16的变压器，电感量小了，功率出不来。这是IC原厂的工程师讲的，我想求证一下
没有听过这种说法。对于反激来说，一般是电感量大了，功率出不来才对。
可能他说这话的时候，有什么其他的前提吧。
我也认为是电感量小了功率出不来。不是P=1/2*I*I*L吗？电感量小了自然功率就小了您你对吗？
老师我想问一下：磁饱和的现象具体是怎么样的怎么可以看出来是否已经饱和，？
虽然有人说从发热角度也能看出是否磁饱和，但变压器发热的因素太多了磁滞涡流剩余损耗还有导线发热穿透效应具体应该怎么判断呢？
我的试验观察到的：在调整变压器初级电感量时
当初级电感量较小的时候输出电流随着输入电压的增大而增大（ac90-264v）。而且趋势很明显
而当我的电感量较大的的时候，输入Vin从90开始，输入电流仍然会增大，但越到后面200v时输出电流并没有继续增大而是保持在稳定值上而且效率从这个是时候开始随着输入电压的增大也开始下降了将近1个百分点
请问这是磁饱和的现象吗？
还是我的初级峰值电流感应电阻设置有问题（后来我把电阻改成更小的，输出电流不升反而又降下去了
谢谢老师的答复
那就是说我观察到的现象还不算是磁饱和，
按老师说的正常状态输出电流是随着输入电压是线性上升的（尽管不大，但也有几十ma的幅度）
那是不是说输入电压越高输出电流也越大
那为甚么较大的初级电感到了200~264v输入的时候输出电流确不是线性上升了，而是稳定在一个最大值上请问这是什么原因是反馈电流环的影响吗？还是变压器这边的初级电感影响了？还是整个系统的限制
不知道我这样的理解有没有错
第二个问题：既然输出电流会随着输出电压的变化而变化，那对电源输出电流精度或者波动范围有没有特别的要求？如何改善输出电流范围大这个问题呢？像我这个20V/0.9A的电源Vin90vIout0.79A输入265v0.903A
我一直认为算伏秒就是算电感电流能不能降回去，对不？
那么有个问题了，初次级电感比是匝比的平方，漏感呢，初次级漏感是不是就一个东西，因为相同的磁通
嗯，一方面，你再去翻翻电磁学的书看看。
这里我给你一个我的看法。反激电源里，磁通是连续变化的，不会突变的。初级电流没有了，次级会有的。电流方向，如你所说，是尽量起着能让磁通维持住的方向。
但是感应电动势就不是这样了。你想像一下，电流像水一样流向一个通道，你把通道堵上，这里的水位是不是会上升？
呵呵，听你这么说，又感觉有些懂了，我还是听你的再看看电磁学的书再来回味你的这段话吧，好版主，真的谢谢你了啊，还没嫌弃我这个小兵。
请教一下BZ，理论上讲CCM模式时，输出电压不随负载的改变而改变，但是为什么实际仿真时输出会受到负载很大的影响呢？
什么问题可能导致这种情况呢？
MOSFET的电流是这样的吗？
这是我的原理图，麻烦帮我看一下~~
不好意思，看不了你的文件。波形对的话，似乎想不出什么其他的理由......
真的是电源设计的行家！国产MOSFET的未来要靠你们带动了。目前我公司MOSFET250V以下，150A以下，以及500V-650VCOOLMOS(英飞凌）fairchild(Superjunction)皆已成功代换量产，大家可互相交流。
（在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(NS/NP)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，数值为:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二极管的正向导通压降。）这样的话反射电压等于箝位电压？
您好！关于Vf有俩个问题请教！
一、针对您提供的公式Vf=（Vout+Vd）/（Ns/Np）。我设计了一个初级：次级=1：40的变压器，次级输出电压为500V。那么Vf=500/（1/30）=15000V。
请问我上面的计算正确吗？若是这样的话，该如何找到耐压值这么高的MOS管呢？
顺便说下我这个项目是要做一个DC15V升到1800V的产品。设计的原理就是利用开关电源工作原理产生500V交流电压，之后利用二极管和电容的电压倍增原理升到1800V/1mA.
请教：电源的工作状态是不是应该为反激式，DCM工作模式呢？
这里看不懂，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。次级是50uH，没有漏感。变压器的电感比是200：50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：1
不是200/50=4，不是4比1吗。
帮忙解释一下
楼主把仿真文件也传上来，我们便听课便仿真啊。
楼主你好
你在此论坛中提到关于变压器原副边的伏秒积相等及：Vin*Don=Vout*Doff
在下有一个问题，Vin是指的那个电压呢？比如我的输入时85Vac~265Vac,那么Vin=85Vac*1.414还是265Vac*1.414呢？还是220V*1.414呢？
期待楼主的指教
谢谢
我说的是Ton和Toff吧？
这个公式，在任何CCM和CRM/BCM模式下都是成立的。
为了确切计算，我们可以取固定的一个点，一般去最低输入电压的时候。那么计算出来的是最大占空比。注意看后面的帖子里的计算。
呵呵，不好意思，是我断章取义了。Ton=Don*T;Toff=Doff*T。我省略了公式两边的T，所以就成了我上面所写的公式了。
谢谢楼主的指点
这段看的很有意思。好贴
分析很透彻，楼主很伟大！
3，反激电源变压器参数设计
从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。其实，反激电源的变压器设计方法有很多种。条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？我的想法是，选择自己熟悉的路，选择自己能理解的设计方法。有的设计方法号称是最简单的，有的设计方法号称是最明了的。但我认为，适合你自己的才是最好的。更何况，有些设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾的，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要的变压器，但你理解了吗？你从中学习到了什么？我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压器，更要能通过设计，配合上面的电路原理，把反激的原理搞透。岳飞不就曾说过：“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心。”一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了。将来的运用之妙，就存乎一心了。可以根据具体的参数细化优化！
其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组的解。只不过呢，由于未知数的数量比方程数量多，那么只好人为的指定某些参数的数值。对于一个反激电源而言，需要有输入指标，输出指标。这些参数，有的是客户的要求，也是我们需要达到的设计目标，还有些参数是我们人为选择的。一般来说，我们需要这些参数：
输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。
对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。这里要作一个说明：CRM和BCM是一种模式，就是磁芯中的能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零的时候，初级侧MOS管开通，开始进行下一个周期。
CRM/BCM、QR模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM模式范畴内的。
而CCM模式呢，CCM模式的电源其实也包含着DCM模式，当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候，就会进入DCM模式。
那么就是说，CRM/BCM，QR模式的反激变压器的设计，可以按照某个特定工作点的时候的DCM模式来计算。那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。
那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢？这个其实没有定论，DCM的优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题。缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。而CCM的优缺点和DCM刚好反过来。特别是CCM的反馈，因为存在从DCM进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。另外，CCM模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿。所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论的。只能是“运用之妙，存乎一心”了。随着项目经验的增加，对电路理解的深入，慢慢的，你就能有所认识。
还有一个重要的参数，占空比，这个参数既可以人为指定，也可以通过其他数值的确定来限制。那我们先来看看，占空比受那些因素的影响呢？
期待好版主变压器部分讲的详细一点。设计步骤及变压器各部件选择，如何查资料设计等。
还记得我们上面仿真的过程中，引入的一个概念性的参数Vf吗？就是次级反射到初级的电压。如果不记得了，赶快看看上面的帖子复习一下哦。
通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。而CCM的最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。
这就是说Vf越大，Dmax也就越大。
那为了得到较大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢？事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是Vin+Vf，当输出一定时Vf也是一定的，而Vin是随着输入电压的变化而变化的。另外，MOS管的耐压是有限制的。而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量，MOS的电压裕量可以参考这个帖子里的内容：
我们看到，MOS的电压必须保证10%～20%的电压裕量。
常用的MOS管耐压有600V，800V的，fairchild的集成单片电源耐压有650V，800V的，PI公司TOP系列的耐压是700V的，VIPER22A的耐压是730V的等等。
而对于全电压输入的85V~265VAC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。
那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，Vf取值为480-370=110V。最大工作占空比出现在最低输入电压处为：
Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=110/(100+110)=0.52
以此类推
650V的MOS，耐压用到520V，Vf取520-370=150V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=150/(100+150)=0.6
700V的MOS，耐压用到560V，Vf取560-370=190V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=190/(100+190)=0.66
800V的MOS，耐压用到640V，Vf取640-370=270V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=270/(100+270)=0.73
大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。
我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。
而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。即便如此，在占空比不超过50%的情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。
所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。同时，对于MOS耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。关于这一点，我后面写RCD吸收电路的时候，还要讨论一下。
还有，当电源的功率比较小的时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，那么分布电容也可以小一点了，或者为了合理安排变压器的绕组结构，占空比都是应该适当再调整的。
当占空比和反射电压Vf确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。
对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压Vinmin时变压器初级电流波形。那么可以知道平均电流为：
Iavg=(Ip1+Ip2)×Tonmax/(2×T)=(Ip1+Ip2)×Dmax/2
假如输出功率是Pout，效率为η，那么
Pout/η=Vinmin×Iavg=Vinmin×(Ip1+Ip2)×Dmax/2
Ip1+Ip2=2×Pout/(Vinmin×η×Dmax)
对于DCM模式而言，Ip1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，Ip1、Ip2。那么该怎么办呢？这里有个经验性的选择了。一般选择Ip2=2～3×Ip1，不要让Ip2与Ip1过于接近。那样电流的斜率不够，容易产生振荡。
计算出Ip2与Ip1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。
根据：
(Vinmin/Lp)Tonmax=Ip2-Ip1，可以得到：
Lp=(Vinmin×Dmax)/(fs×(Ip2-Ip1))，其中，fs是开关频率。
下一步，选择磁芯。
磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。但大多数公司的数据和图表并不完整。所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。
AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，
其中，L单位为H，Ip为峰值电流，单位为A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具体要看绕组结构等。比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一点。对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般ΔB应该取值小于0.3。ΔB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。ΔB过小，磁芯体积会很大。功率小的电源，ΔB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。而功率大的电源，ΔB则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。开关频率高的，ΔB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。
根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。有了磁芯，那么就可以计算初级侧的绕组匝数了。
其中，L是初级电感量，单位H，Ip是初级峰值电流，单位A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。
因为我们已经确定了反射电压，Vf，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：
Ns=(Vout+VD)×Np/Vf
Vout是次级某绕组输出电压。VD是输出整流二极管压降。肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。
次级绕组匝数计算出来有，次级整流二极管的电压应力也就出来了：
VDR=Vinmax×Ns/Np+Vout
实际上的二极管耐压要高于这个数值。具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。对于CCM模式的电路，还必须在这个二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。
绕组线径的选取，首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。可以很方便计算。然后根据每平方毫米5A的电流密度选择导线。同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照
来计算，f是频率，单位Hz
也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。如果单根导线不够满足电流密度的要求。那么就用多线并绕或采用丝包束线或litz线。
简洁，清晰，赞。
有一点疑问，功率应该是UramxIram啊，怎么是电压乘以平均电流呢？
电压有效值，电流有效值。
AP公式中的450是怎么得来的？
你的有效值是用交流的时候计算用的。我这里考虑的已经是整流后的直流了了。
450这里其实是取的电流密度。450A每平方厘米。
哦，谢谢！
您好，根据有效值的定义：与直流发热量相同的电流值，假设有一电流源，第一秒电流1A，第二秒2A，第三秒3A，作用于一5欧的电阻，那么平均值是2A,根据有效值的定义算是来的值是根号14/3，两个值怎么不一样啊，是不是我哪里搞错了？
不是方向改变才算交流吗？同一方向大小不一样不算直流吗？
很好的版，嗬，闲话少说，直接谈纠结的问题咯，关于变压器线径的计算，就原理方面，在坛子里也看了很多，首先明确我们在此探讨的是变压器电感线圈的电流有效值，67楼问得很切题，694楼问得很形象，
“绕组线径的选取，首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。可以很方便计算。然后根据每平方毫米
有的计算电流用的是I=PO/（η*VS）平均值，姑且先不谈实际应用不会有问题什么的，
原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,电流加在一个电阻上,若是其发热和另处一个直流电流加在这个电阻上发热效果一样的话,那么这个电流的有效值就等于这个直流的电流值.
在这里固电流的有效值不等于其平均值,一般比其平均值要大.而且同样的平均值,可以对应很多个有效值,若是把KRP的值选得越大,有效值就会越大,有效值还和占空比D也有关系,总之.只要大家区分开来有效值和平均值就可以了.直接公式，）I=IP√D（KRP2/3-KRP+1）
由于我火候不够，不足以明白，也没有查到公式的推导过程来明示出有效值与KRP和占空比D的关系，请好版解惑，
嗬，thankyoualso,我会去求证
一路看过来，受益多多，
根据有效值的定义：你好！66贴我全看完了，怎么没看到有效值。是不是拴除了一部分
还有66贴中提到线径的选取，我没弄明白。能详细介绍下吗？感谢楼主
那为什么计算变压器线径的时候，用的是有效值呢？
有了变压器的技术参数、选好了合适规格的磁芯。我们就可以进入变压器的实际制作过程。
这个过程将是一个很复杂的工艺过程。不仅涉及到电磁学的知识，还涉及到材料、安规和工艺等。
在这里，我们暂时就不讨论这一部分了。下次单独开帖讨论。
首长好，
敬礼
敢问这个变压器制作何时开帖啊，强烈期待
我是学生，也刚刚接触变压器这块，您这么一讲我好像有所收获，也拿出来说说，还请多指点
从您的帖子来看，变压器的基本设计大概可以说为：
1、根据输出功率、效率以及供电初级电源估算初级电流（变化量）
2、根据初级伏秒容量，电流变化量，算电感（u=Ldi/dt）
3、有了电流电感，根据AP法可算出其他参数，匝数之类
团长哥，多指正
嗯，是的。
但具体到实际应用的设计，有很多限制条件。比如MOS的耐压，都必须考虑进去。
初级绕组的计算也有这个公式吧，请谈下这两个公式的异同点。
根据电磁感应定率：
(Umin/L)×Ton=Ip，所以
Umin×Ton=L×Ip
二者本质上是一样的。
但是，这个公式是在DCM模式时成立，在CCM模式时，就不成立了。
而上面我原先的那个，不管是DCM还是CCM都可以用。
你好，老师，有个问题请教一下，问题如下：
嗯，你还是很认真的。
其实，关键在于ΔB的定义和理解。在实际的变压器设计过程中，我们考虑的是变压器的最大的磁感应强度的限制条件，以避免磁芯饱和，所以，我的公式里的ΔB其实是BMAX-Br，BMAX是工作是出现的最大磁感应强度，而Br是剩磁。因为加了气隙，Br基本为零。所以，我的公式里的ΔB其实是BMAX，那么，计算N的时候，就要用Ip来计算了，这样不管是DCM模式，还是带有直流偏量的CCM模式，或者其他场合下的电感，例如正激的输出电感的计算，都可以用这个公式。
而你从理论上推导的那个公式，的确没有错。但ΔB和ΔI所表示的物理意义，就真的只是变化量，在电流不连续的情况下，两个公式的结果是一样的。但如果要计算带直流偏置量的电感时，你的公式，无法把直流偏置量考虑进去，还是需要单独计算直流偏置造成的ΔB。
我这么说，你能理解了吗？如果还有疑问，欢迎继续讨论。
这一段话，一哈子就解决了我好多问题，哈哈哈哈哈，
感谢楼主
你好，为什么说CCM不能用，而只用在DCM呢
我之前知道这个公式，不知道对不对，请楼主帮助：Ip=(Pout/η)/Vin*1.5
我来说说Ae=UT/NB与Ae=LI/NB的区别，不知道对不对？
前者U*T是一个过程量（代表磁通量增加了多少），公式表示初始状态为零（没有磁通量），所以只能用在DCM（CCM的话开关导通瞬间磁通量不为零）；
后者L*I是一个状态量（代表总的磁通量是多少），与初始状态无关，所以既能用于DCM又能用于CCM
请教一下，在算NP时，公式中的Ip是指初级峰值电流Ip2吗？还是Ip2-Ip1
我认为是Ip2-Ip1
当是DCM时，你就把Ip1当为0算，CCM时就依你定的一个值。
对的，还是用Ip2-Ip1，只不过，Ip1是0.
好版好，我想知道CCM模式下，IP2-IP1是哪个量呢。好像不是梯形波上部三角波的电流值吧！！！假设IP2+IP1＝2.02A在CCM模式下，IP2＝3IP1那么4IP1＝2.02A，得IP1＝0.505由此可得IP2＝1.515
版主你好，我觉得应该是梯形的高吧？L*I=N*B*Ae，公式中I跟B是对应的。既然B是最大的磁场强度，那么I应该也是最大的电流。如果只算Ip2-Ip1这部分，那相应的B应该是指磁场的“交流”成分。
还望指教，谢谢！
看到你的解释，我豁然开朗。你的理解是对的，在CCM模式下，应该Ip就是Ip2，而不是“交流”成分。应该把直流偏置量考虑进去。
终于明白了哪部分是直流偏置量，谢谢。
论坛有你更精彩！
斑竹你好啊，我最进做的电源高压也工作CCM呢
对于Ip2-Ip1，我觉得是这么理解的，他是电流的变化量，也就是初级电感的推导公式如下，还请指教
您好
但是您的excel文档中在算NP时，Ip用的是Ip2哦
选择CCM，则Np=J68*0.000001*J63*10000/(J71*J78)--------J63正是Ip2
我说的对吗？谢谢
IP2-IP1的电流差，方便用来计算电感量。
IP2适合用来计算电感的匝数。
分析的很好！
关于次级绕组的线径问题，比如输出电流是2A，有人是说直接将2A视为有效电流值，然后再算线径；但实际上这里的2A是平均值，是否要根据波形，即DCM和CCM，来将平均值算成有效值，再由有效值算线径？
即用平均值和有效值来算，差异大吗？
峰值可以折算。但有效值不可以。因为有效值和波形有关。
呵呵，看似简单的问题，其实不简单。
ΔB的取值，要考虑很多，ΔB取的大，变压器容易进入饱和，铁损也大。但是ΔB取的小，铁芯大，体积大。ΔB的取值其实没有绝对的，最好能根据铁损以及散热条件，温升来确定。一般我们没有那么细致的模型和实验条件，只好靠经验来取值了。
150W对于反激电源来说，算是大功率了。
fs是132K在常规的开关电源里也是比较高的。
我在想要是你选择的ΔB不合适，那设计出来的就有问题哦，注定一开始设计就不合理吧？
我真的很佩服你，我是在这里看到的很好的帖子，让人收获颇多！
老师，我看《精通开关电源设计》那本书上算电感时电流纹波取的经典值0.4，而您取的是2-3，请问有什么依据没？我很困惑啊
没看过，不好比较。
那您看那本书第52页电感的计算公式和99页反激电感的计算公式和您给的有区别吗？我有点困惑，希望老师给予解答
想问下，
Pout/效率=Vimin*Iavg
为什么不是等于Vimin*Irms,用有效值电流啊Irms=Ip/(D/3)开方
有个问题？Vinmin是怎么算出来是100的。与滤波电容的关系是什么？
楼主，请问导线直径有什么公式可以计算嘛、
关于次级电流有效值计算的问题，假如我的变压器设定在CCM模式，而我们在设计变压器的时候一般还有辅助绕组，那么有没有可能出现这种情况，即辅助绕组工作在CCM模式，而主绕组工作在DCM，或反过来，那么这时候的主绕组和辅助绕组的电流该怎么计算？
问题是不清楚每个绕组的RMS值是怎么算来的？？？？？？？能否具体说明一下，谢谢！
前面变压器的Ip值和输出流不能当RMS值吧？
老师您可以说说AP公式推导吗？
师长，有两个疑问
1.对于你计算初级匝数的公式Np=L*Ip/(△B*Ae)x104你提到Ip是指峰值电流，而我认为应该是△I。因为根据公式V=NAe△B/△t和V=L△I/△t。因此△I表示的是电流的变化量，对于DCM而言△I才等于Ip，而对CCM而言△I等于Ip2-Ip1。
请师长指点
师长，小弟有一疑问，根据公式L=VinxDmax/fs(Ip2-Ip1)求出的L是所需电感量的最大值还是最小值，也就是说实际制作出来的电感是允许有正偏差还是负偏差？
Ae=33.5MM2B=2500TLp=1.1MHIp=0.7A怎么算出来是919TS不对LpIpBAe分别取什么单位啊或怎样换算
看帖不认真，要打PP。
那Lp=(Vinmin×Dmax)/(fs×(Ip2-Ip1))，中的Lp单位是什么？是mH吗？
mH
前辈你好，我在网上看到Ip2=2*Pout/[η(2-Krf)*Vdcmin*Dmax]
Ip1=Ip2*(1-Krf)这个公式成立吗？还有上面KRF取值是0.6。。我想知道为什么是取值0.6，有什么根据没有，，期待指教，谢谢
这个公式既然都取的标准单位，为什么会是cm4
而且我用我在做的案子来算：Po=10W,Lp=950uH,Ip=0.6A,Bmax=0.3T,Ko取0.3吧，算出来AP=0.05926cm4.我感觉差了4个数量级，如果是592的话，开个根号23cm2左右，和我用的EE16或者19蛮接近的
EE16的AP=0.0765cm4
EE19的AP=0.1243cm4
何来差了4个数量级之说？你不是是把厘米和毫米搞混了吧？
果然是我把厘米和毫米搞错了。。。
师长，我只查到Ae的值，AW的查不到。。。怎么办？
公式中1.143次方怎么算，能举个例演算一次吗？
楼主好！谢谢你前几个问题的解惑！现在还有个问题没搞清楚：在变压器初级绕组匝数的计算中有个Ip（初级的峰峰值电流），这个值该怎么计算？帮忙解惑！
你好为什么在求平均电流的时候是除以2T，不是T呢？
理解更透彻还成坏事了？
不是坏事，而是难事，实际上反激电源的变压器还真没几个完全是按公式计算出来的
老师，您好！我算了一款60W反激电路，工作频率100KHz，输出12V/5A，按照这个AP的公式算出来只有93.7mm^4，如附件所示计算，是不是哪里不对呢，还请老师指点，谢谢！auxiliar
老师，您好！我是按照帖子的步骤来计算的，是不是哪边有问题呢？我的计算步骤基本都是按照您介绍的步骤来的，但是到计算Core这边的时候就不知道怎么再往下推了，因为要用Core来找Ae，而下面很多计算都需要Ae，所以Core不确定的话，下面什么都无法计算，呵呵……
首先，你的Ipk1和Ipk2计算有误。
其次，你计算出core的AP值以后，就按照这个AP值去选磁芯呀。磁芯的Ae参数一般是直接给出的，Aw参数也可以简单算出来。
选好磁芯，就可以有了Ae值了。
你找一下这个帖子里，我上传的EXCEL计算文档吧。
嗯，是的，那个是我粗心造成的错误
Ipk2=Ipav/(2*Dmax)=0.751A
Ipk1=3*Ipk2=2.253A
Lp=384uH
AP算出来为：457mm^4
按照这个AP来选Core的话，根据“变压器与电感器设计手册”第三章，选EFD15是比较接近，因为EFD15的AP为：470mm^4，我这样选正确吗？
可是我选了EFD15后，很多人都说不行，但是没有告知原因，所以想请教您一下，是不是不是这样选的呢？
呵呵……您说的没错，实践才能出真知，但是问题是，我现在身边压根就没有core，而且即使找厂商买了，也不可能买一堆core回来做实验用的，这个毕竟是公司和老板所不希望看到的，微调可以，像这种漫无目的的尝试是肯定不行的，所以我的想法就是如果确实是按照这样的算法来选core的话，那么我就找厂商来买这样的core回来自己绕看看好了，呵呵……
不好意思我是新手
记得以前好像看过——反激占空比不超过0.5
疑惑中
Vf是反激电压。MOS承受的电压是输入电压+RCD箝位电压。
呵呵，真的要搞明白哦，不明白可以继续问。
原理性的东西，懂不懂很关键。
MOS上承受的电压是不是输入电压+从次级侧反激过来的电压+因变压器漏感产生的尖峰电压？而RCD吸收的应该也是漏感产生的尖峰电压吧？这个尖峰电压我是否可以按照V=Lk*di/dt来计算呢？是否意味着Ipeak越大那V就越大？
版主，看了大过程，收获多多，到时还需要继续研究几次，有几个问题想稍微问问：
1、开始时的图中导通没有算压降吧？这在图上看是这样的，想确认下。
3、平常看选择磁芯都是通过功率，查表直接得到，（这点我不太喜欢这么做，感觉都没理解为什么）和这个对比有什么区别没？也希望，如果可以，较为具体的说个实例，这样更容易理解！
同时支持版主的下讲，收获了不少，谢谢！！！咱电源也算刚刚开始自学，很多问的如果太简单了，希望见谅个，呵呵...
1，没有考虑导通压降。因为MOS的压降相对于输入电压来说很小，可以忽略掉。考虑进去参数太多，花眼。
2，为什么我在计算不同输入电压的时候，就不再考虑输出，只考虑Vf呢？因为我们做的电源，基本上都是稳压电源，输出电压是不变的，那么反射到初级的Vf也就是不变的了。但初级的电压变化，会影响到次级的二极管的电压应力。这个要结合反激原理和变压器同名端等思考一下。
3，选择磁芯应该说是个殊途同归的过程。只要是合理的选择，结果应该是差异不大的。但不同的选择肯定会有一定的差异。我没有通过功率来选择磁芯的经验，所以没法给你举个例子说明其中的差异。对于类似的条条大路通罗马的问题，把其他的方法原理理解，把其中一种熟练运用就行了。
好的，谢版主了！分析中，如果遇到问题，还请多多指教...
楼主，你说的都是AC-DC的，那么DC-DC的反激电源应该如何设计呢，我想问一下低压的DC-DC反激变压器也这样计算吗，
你好，我想请问一下，能否详细分析一下增加占空比D，初级和次级的电流有效值的变化过程？大的占空比，为什么会减少初级电流的有效值。在CCM和DCM模式都适用吗？
大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。
楼主我的理解怎么反了，麻烦你再说具体一点谢谢~~~
看这个帖子有两天了，有个疑问请教下，MOS管理想的情况下是承受Vinmax和Vf，但是在MOS管断开的时候，由于存在漏感，会产生电压尖峰，
就像LZ下面说的计算方法，Vinmax+Vc<80%Vds,而LZ这边Vinmax+Vf<80%Vds，LZ取值得时候Vc一般是1.5到2倍的Vf，是不是前后矛盾了。
可能是我没有看仔细，还请LZ解答以下
用Vin+Vf来计算，是理想情况下的。
的确是你没有看仔细，因为我后面还写了一段话：“因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。关于这一点，我后面写RCD吸收电路的时候，还要讨论一下。”
也就是说不考虑漏感尖峰时用Vin+Vf计算，考虑漏感尖峰时就用Vin+Vc来算，是不是这个意思？
MOS管耐压、占空比、反射电压这几个参数之间是互相有关联的。
其实我在帖子后面有一个EXCEL的文档，里面有几种选择方式，你可以下载下去先看看。理解一下我的意思。然后我们再讨论。
通常有一个原则是最大占空比最好在0.45～0.5区间。可以作为设计的一个参考，但这不是绝对的。
好的，O(∩_∩)O谢谢，我去看看在向您请教
我刚看了，EXCEL表我不太清楚您的RCD耗散能量是漏感能量倍数是怎么得出来的，我见您讲过rcd耗散能量是vc*Ip*t/2，那么漏感能量是怎么算的呢，漏感的电压是VC-Vf吗？如果是的话那么RCD耗散能量是漏感倍数应该是用Vc/VC-Vf吧
那个倍数是由你来设定的，因为即便没有漏感，RCD电路还是会消耗能量。所以，RCD电路消耗的能量是比漏感能量多的。
漏感能量是可以根据漏感大小，峰值电流来计算的。就是电感储能的公式。
哦，这个我明白增加rcd电路就是为了利用电阻R来吸收漏感产生的能量，但是我看您的excel表里那里是计算出来的，不是设定的呀，具体您可以看看图
嗯，你设置别的参数，它就会变了。
因为我们常用的MOS的耐压是一定的。所以有的是以MOS的耐压来决定。
有的是考虑占空比尽量接近0.5
有的是考虑RCD损耗低一些。
我真的会记住你好的。是我看到的最详细的资料了。
师长好，我刚刚看到这里，请问下，
Vf不是=(Vout+Vd)/(NS/NP)的吗？怎么这里Vf取值为480-370=110V？
抱歉，接着看，看到答案了。
此处因为最大输入电压为265*2.414=370V,MOS耐压可以用到480V,故，初级可以接受的Vf为480-370=110V,与Vf公式Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)不矛盾
师长，你好！我是一个刚学电源的新手，关于反射电压Vf我有点不解。根据秒伏积平衡的公式，一旦Dmax确定，那么Vf也确定了，那么初次级匝比Np/Ns也就确定了，这样来看的话，Np/Ns跟输出电压Vout就没什么关系了，而且照这样看，一旦采用的IC是一样，那么变压器就一样了，这与实际不符。我知道这样理解是错误的，但我不知道错在什么地方，请师长指导一下。
每看一次总有问题，好久没见师长，烦请师长看到了给小弟解惑！不胜感激！
DCM：最小输入最大负载时D最大，但是为什么要设定在CRM？
CCM：上公式成立是因为变压器在在Ton增加的能量在Toff完全释放完？
DCM模式的缺点怎么是电流峰值大呢？根据前面的两个图，如果负载增大，出现DCM模式，初次级电流波形也很明显，是峰值变小了。关于这一点，希望楼主指导一下！
DCM模式的缺点是电流峰值大，这是相对于CCM模式而言的。
另外，我们所说的负载增大，是指的输出功率增大，而不是负载电阻阻值变大。
是的。
请问楼主，为什么当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候就会进入DCM模式？
楼主，好人呐
4，我们知道，实际的变压器是存在漏感的。漏感在MOS关断时，会产生电压尖峰，如果不对这个尖峰作处理的话，可能会导致MOS被击穿而损坏。所以我们通常会在变压器的初级侧增加一个RCD吸收电路。见下图：
下面的图是MOS关断后，DS间的电压波形。
哇塞，来晚了，哭~
还好，是本贴第二个ID发言。
听课。。。。
听课。。。
搬个马扎来听课。
有东西了，我来听课！
续继前进吧
地板
下面对吸收过程以及参数设计作个分析。
当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。而由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到Vin+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。这时候，箝位二极管D导通，漏感给电容C充电。由于电容容量足够大，箝位电压Vc基本保持不变。MOS的漏极电压也就被箝位在Vin+Vc。
当箝位二极管D导通后，漏感电流在箝位电压的作用下线性下降到零。有公式：
t=Ip×Llk/(Vc-Vf)
由于吸收二极管的电流波形是个峰值为Ip三角波，所以，每周期RCD吸收电路中耗散的能量为：
Vc×Ip×t/2
那么漏感输入到RCD中的功率为：
P=fs×Vc×Ip×t/2
代入上面t的表达式，得到：
从这个公式中可以看出，Vc取值大一些，有助于降低RCD吸收电路的耗散功率。太小的Vc会导致RCD电路的耗散功率过大。有一个经验性的取值，取Vc=2～2.5×Vf，但是，Vc的数值同时也受MOS耐压的限制。特别是对于低耐压的MOS，没有足够的耐压空间。故而，Vc的取值要和MOS的耐压、Vf以及工作占空比综合考虑。如果要让工作占空比比较大，那么就要增加Vf的值，那么也就要增加Vc的值，那么就要用耐压足够高的MOS。如果MOS的耐压已定，由Vc+Vinmax 所以，反激电源中，很多参数之间有互相制约关系。不同的设计出发点，会得到不同的设计结果。 我们知道了耗散功率P，确定了箝位电压Vc，下面我们就可以根据 P=Vc2/R，来计算得到吸收电路中，R的阻值。 接下来，我们来确定箝位电容的容量。 VC+Vinmax 这是一条检验设计的标准，或是一条设计的出发点。 我问一下那现在的MOS的耐压还没有确定呢？？就是你的Excel档里面的第一个方法，VC是如何得来的呢？ 问一下,我漏掉了楼主的Excel表格 后面有的。或者到这里下载看看 谢谢!我还没看到后面呢!每天看一点,知识长一点! 老师，怎么我下载的资料都显示不出来呢？你能不能给我发次？ haiiqnag1120@yahoo.cn 最近刚刚来看老师的杰作……菜鸟学习！ 设计时按照80%来考虑。实际工作时，因为在电源刚启动的时候，Vds会冲的比较高，要用示波器抓波形看，确定最高不超过90% 是计算出来的. 我想请问大侠在设计反激式电源变压器时，应先确定那个量？是vc吗？再确定vf吗？这样我的占空比就没有我想要的那么大了？请问大侠我如何兼顾！还是直接用dmax先计算回过头来验证vc有没有超过mos耐压！请老师指点一二！xx！ 还有如果想提高电源效率，应采取那些措施？希望各位老师最好举个例子？在此谢谢了！ 你可以参考我在这里贴出来的一个EXCEL文档。里面有几种不同的设计起始点。 打个比方，你手头上只有现成的MOS，而且耐压比较低。那么你就必须按照MOS的耐压来设计。假如你的MOS规格足够你选用，那你可以先确定占空比再设计别的参数。 很多东西该如何兼顾，我也没有很好的标准。我只能做到尽量把原理讲清楚，实际工程中怎么协调，还是要看具体的工程案例和大家的经验了。 师长，，你在62帖中说，那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，Vf取值为480-370=110V。 79帖中有一个经验性的取值，取Vc=2～2.5×Vf， 81帖中VC+VinmaxC+Vinmax=590V>540; 是不是要重新选管子？ 最近在设计项目，整理资料，感觉有点迷糊 是啊，这里的Vc怎么确定呢？ 在计算吸收电路的参数时，无从下手，不知道该怎么样确定RC的参数 还请楼主能再讲的细一点 谢谢楼主 一个就是RCD吸收电路中个参数的确定，看了很多书籍，但写的都不一样，我也不知道该参考哪个？ 另一个是变压器感量的计算，也有很多种方法，试了几种方法，但每种方法计算的结果总是不一样。这个很是让人困扰。 有楼主的悉心讲解，以后这方面会有更深入的了解 再次感谢楼主。 不同的方法，计算的时候，出发点不同。所以结果可能会有差异。但不同的结果，可能都是可以用的。 关键是要把原理搞透了，那么不管什么计算方法，你就都可以理解了。也就无所谓什么算法了。 你的Vc是没法确定的，所以一切的计算就失去了意义。 小弟看了多次，一些问题没能完全弄明白，希望版主给稍微解释解释，再此谢谢版主，同时支持！ 1、mos管的耐压决定它的占空比，如选择耐压600V，其占空比可做到最大值0.52，那么我就可以选择0.5作为最大值进行以下的计算是这么理解的吗？（计算中，感觉很多值都是相互制约，也就是说，只要相互之间没有逻辑错误，就可以了吧？）就如以下：在Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)，这里Dmax和Vf都是未知数，计算中，先选取Dmax或者选好mos管子，然后计算，计算过程中，也要验算所选取的值是否符合，也就是说之间相互影响，都是经过反复验算得到最终结果是吗？ 2、工作选取的是DCM还是CCM这两模式？dcm是选择最低输入电压，最大输出下计算，安排工作处于crm状态；ccm最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，这里在计算中如何体现的？（体现是Ip1和Ip2之间的关系吗？能否给个比较具体的说明） 3、设计成多路输出的话，这里电路是如何改进的？（可以给个简单说明就行） 4、AP公式中，Ip峰值电流从平均电流Iavg中求到的吗？关系是什么？整帖子中的Ip和Llk=Lp都是一样的峰值电流和初级电感量吗？（耗散功率：P=1/2Llk*IP2fsVc/(Vc-Vf)） 5、分析中mos的开/关过程中，有些不太明了的，我把我的分析组织出来，希望您看看是否有问题，不明白的也希望稍微讲解下，谢谢！ 1，是的，参数之间会互相有影响。所以我的excel表格在计算的时候，这里分成了三种考虑方式。 2，反激电源进入CCM以后，负载变化，只要是在CCM状态，占空比是不变化的。 3，设计成多路的话，不需要太多的改进，只需要单独考虑每一路的输出电流大小。匝比按照Vf和输出电压比例来设定。匝数可以细调，以满足多路的电压精度。参考excel表格。 4，Ip就是峰值电流。具体是怎么从平均电流来的，你参考我的计算过程。Llk是初级的漏感，不是初级电感量Lp。 5，等你提问再说吧。 谢谢版主老师的回答，我在多看看，总结总结，这里我把我分析的过程发出来，问题也在其中，希望版主老师给予讲解下 1、mos导通时，存能，对于次级，此时下正上负，使得二极管反向截止（过程中存能，这里好理解）这里有一个问题，在反向截止时，对于开关电源正常工作中，此时是次级的电容放电给负载供电，那么这时引起的（初级感应过来引起的）“反向截止”是怎么考虑的呢？ 2、mos承受电压是在其截止的情况下，先撇开初级不说，次级此时因为初级没有再次上升，而是下降，所以电动势变成上正下负，使二极管导通，这里就使能量进行释放。同时，因为是变压器中，所以又会耦合到初级，因此，初级受次级感应回来的电动势为上负下正，与电源结合，所以承受的应力为Vin+Vf。现在，考虑到初级，初级中突然断电，所以就由rcd构成回路进行对突变和漏感产生的尖峰进行吸收（这里是否再次考虑其中磁通量变化所引起的次级变化进行分析，我还不清楚，在这个这个阶段里，希望能给个比较完整的分析）rcd吸收回路的工作原理也未能分析的比较清楚，可以的话，希望rcd回路工作过程也稍微讲解下，谢谢！！！ 楼主，你好~~！ 关于RCD吸收回路这个地方，有一点没理解，请您指教一下： 在电源上电，反馈还未建立时，在MOS导通时，RCD中C的电压应该和输入电压Vin一致，在MOS关断瞬间，Vds电压由0到VIN+VF建立过程中，此时RCD中的D应处于导通状态，此时继续向RCD中的C充电至VIN+VF，这样才有你所说到的Vc电压，即Vc是RCD箝位电容上的电压。但是，电容电压不能突变，因此您所说的RCD电容上的VC电压是怎样建立的呢？烦请解释一下。 你这里所说的情况，从长周期角度来看，是突变，但从微观的角度来看，就不是突变了，是有个过程的。 那意思是说，RCD上C的电压是从VIN降到0再被反向充电到VIN+VF吗？ 谢谢老师的回复~~！ 这里的Ip和漏感怎么确定呢？ 老师，你好，麻烦你看看我想的这个过程对不对 当Mos管关断后，箝位二级管马上就会有电流，因为RCD的电容开始放电时把电都放光了，所以电容两端的电压为0，而电容一端的基准电压为Vin，所以只要Mos管漏极电压大于Vin+Vd时，就会对电容充电。 而你所说的是当MOS管电压到Vin+Vc时，箝位二极管D导通，所以我有点想不明白。请指教，谢谢。 还有你计算电容时，是按照电压的波动算的，是不是电容电压不会降到0，学生在这地方不是很明白，请指教。 l老师你好，我有个疑问 有一些书说的，rcd作用实际上就是把mos的截止损耗，转移到rcd电路里的R上去。在mos管截止的时候，电容需要复位，所以需要尽快向电阻放电 正如你说的rcd电路电容放电并不会把电放光 因为电容还有剩余的电量，并没有完全把能量损耗转移到R上去，那下一次mos管导通，rcd再起作用的时候，Vc会不会发生变化，应该RCD缓冲效果减弱了？？ 有点模糊了... 你好，这里我有两个问题没有想明白： （1），不明白公式中会什么会有fs，我在精通开关电源设计这本书中，也看到类似的计算公式，那里面的公式中没有fs？ （2）你给出了Vc的经验取值，Vc=2～2.5×Vf，但是精通开关电源设计这本书中给出的经验值是Vz/VoR=1.4（P97.注意：若以Vz/VoR为函数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有的情况下，Vz/VoR=1.4均为消耗曲线上的明显下降点。）这两种不同取值方法会不会相差太大了点？ 望楼主指点！ fs是开关频率，乘以这个因子，计算出来的才是功率损耗，否则只是单次开关损耗的能量。 精通开关电源设计这本书我没有看过，无法作更多判断。 呵呵，非常感谢楼主的解答！ 帖子写的很好，看了好久终于看完了，不过看得太久，感觉自己的思绪又有点混乱了，看来还要多多实践才行。 首长，我也是看过精通开关电源设计这本书看的很糊涂，首长能翻翻这书点下迷津（看的第一本开关电源的书，一直不明白，r和Vz=1.4Vor ) 关键是实际应用中我们该取多少倍？为什么要取这么多倍？ 大师，你好，最近遇到一问题，现在有些头疼，还望能解惑也 最近用ob2269做一70w反激电源,在输入280v,（输出为24到29V可调），输出为24情况下，低温－25度时，工作在burst模式（小载时，比如带1A电流）时，环路很不稳，纹波很大200mv左右；工作在满载的情况下却很好80mv，在常温时没有这种情况。当做低温－20度实验时，小载环路稳些，就是纹波大了些，我查了ob2269的PDF资料，工作范围，下限－20度，不知和这个有没影响，还是电路参数方面的问题。 我的电路参数是：原副边匝比，30：9，初级感量500u,工作在上面情况，常温满载，占空比是0.18，副边电容，佳美工KY330U/35V*3或4个,原边100u/400v佳美工 还望指点迷津！ 师长， 当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。 我觉得应该是： MOS关断后，MOS电压应该急速上升到Vin，几乎同时次级二极体导通，之后MOS漏极电压才达到Vin+Vf，同时变压器初级电压也才箝位在Vf上。 您看对不对呢？ 我认为你说的不对。 MOS电压上升到Vin时，变压器原边电压为零，那么次级电压也为零，次级二极管被输出电压反偏，不会导通。 好斑竹，你好。我把你的这个反激变压器设计过程与一份仙童的反激变压器设计过程仔细对比了一下。发现前面的都是差不多的。（证明条条大路都是通罗马的），但是惟独最后的RCD吸收损耗这方面不一样。仙童的是P=0.5*Llk*(Idspeak)2*fs(其中：Llk是初级侧漏感，Idspeak是原边峰值电流，fs是开关频率) 我用你的方法算出来，一个50W的电路RCD上有7W的损耗，现在计算的100W的电源，损耗更是达到10W左右，我前面的参数在怎么调整，这个损耗都是差不多。（我计算的条件是：85VAC-265VAC输出100W，输出电压35V，输出电流2.8A。MOS管耐压600V，开关频率66.5KHZ，效率80%，MOS电压应力比例我选择85%） 不知道这个是不是正常的。 漏感我都是按照3%来算的 “MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。而由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到Vin+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。这时候，箝位二极管D导通，漏感给电容C充电。由于电容容量足够大，箝位电压Vc基本保持不变。MOS的漏极电压也就被箝位在Vin+Vc。” 师长，我不理解怎么箝位的，请指点 你问的这这段话里面的哪个“箝位”？ "当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。而由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到Vin+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。这时候，箝位二极管D导通，" 楼主，为什么钳位二极管D不是在当MOS关断后瞬间就导通呢？而是在等到MOS管漏极电压继续上升，直到Vin+Vc电压，箝位二极管才D导通导通呢？ 也请发表一下你的看法。如何精确得到变压器初次级各自的漏感？ 请教各位老大一个关于PROTEL99软件的问题！我在使用此软件时出现了一个严重的问题没法解决！请老大们出招！我在用的过程中画面跑的很快？意思就是假如我移动一个零件到超出我的视图范围，我一移动鼠标画面就会跑出老远！一直找不到解决的方法！请老大们出招！我重装了软件！没用 好老师，请教一下，为什么DCM模式下MOS管DS电压会出现阻尼振荡波形。 师长好。根据波形看，这应该是DCM模式下的VDS波形；在CCM模式下VDS在MOS关断期间应该保持Vin+Vf。师长是否该注明在哪个模式下呢？不知理解是否正确，请师长指点。 占位，看到这里了 有两个问题，想请教一下！ 1、在漏极电压降低到Vc+Vf时，实际有振荡的；此处的振荡是不是由于MOSFET的节电容引起的？ 2、公式P=fsXVcXIpXt/2中，Vc是否有误？因为漏感向RCD输送能量时，电压是参照Vin的，但是这个公式中，Vc是参照GND的。 楼主讲的不错，学习了。 提个建议，能不能讲讲变压器的工艺和绕线这一块啊。 記下 5，输入输出电解电容的计算。 假如在最低输入电压下，电源的输入功率为Pin，最低输入交流电压有效值为Vinacmin，那么我们一般认为此时整流后的直流电压为Vinmin=1.2×Vinacmin，由于在交流两次充电周期间，对后面变换器的供电都是由电容储能来保证的，那么电压跌落是可以计算出来的： C×ΔV=I×Δt， ΔV是电压纹波，一般取Vinmin的10%～20%，I是电容对后面电路的放电电流=Pin/Vinmin 那么由此我们就可以计算出输入端的交流整流后滤波电解电容容量了。 输出侧的电解电容。输出端的电解电容工作在高频下，纹波电流对其影响很大，我们一般按照纹波电流的限制条件来计算输出侧的电解电容。 电解电容上的纹波电流有效值与次级整流二极管的电流有效值以及输出电流的关系为： 电解电容的生产厂家通常会给出电解电容在某个频率下，某个温度时的额定纹波电流IRCrms。但实际使用过程中，我们需要考虑温度效应与频率效应。实际电容可以使用的纹波电流为IRCrms×温度系数×频率系数。不同的厂商，提供温度系数和频率系数参考点可能不同，要注意换算。如果厂商没有提供，那么下面的数值可以供参考： 温度系数： 105℃：1 85℃：1.7 65℃：2.1 频率系数： 100KHz：1 10KHz：0.9 1KHz：0.8 120Hz：0.5 50Hz：0.32 单个电解如果纹波电流不够，可以用多个并联使用。另外，多个并联使用也有助于降低输出电压纹波。 实际最终电解电容的选择是否合适，除了要保证足够的电压裕量。更主要的就是电解电容的温度和温升。电解电容的温度每升高10度，那么寿命减半。所以电解电容的工作温度，将受到电源设计寿命的限制。 另一方面，由于电容的温升可能是外来的热量造成的，也可能是自身的损耗造成的。所以，我们这里还有一个限制条件，就是，自温升<5℃。 认真的学习到这里，非常感谢好版主。 不知道是看到最后有点累了，还是怎么回事，对输出电容计算这部份看的不太明白。。 这个工式里Iout可以知道,IDrms怎么来的啊？就算计算出Icrms,那怎么去选电容值呢？？ 希望帮忙解答一下,谢谢 就是输出整流二极管电流的RMS值。我们可以根据占空比、波形的形状等来计算的出来的。 对于次级整流二极管的电流，其波形无非就是三角波，或者梯形波。峰值都是可以计算出来的。 计算出电容上的纹波电流，就可以选电容了呀，电容会给出纹波电流耐受力的指标的，再乘以频率系数和温度系数。和你计算的值比较，不就可以选了吗 用一个软件计算最方便了。 我把它传到帖子最后面去。 为什么不像？ 因为在低压的时候，输入电流会比较大，电解电容上的平均电压会比较低。所以系数用了1.2，而不是1.414. 我评估自温升，是把正常的PCB上的电容线割断。外焊一个电容替代它的功能，测一下温度。然后，恢复PCB再测一次温度，两次之差，就是自温升。 我觉得也有问题！两次的差值应该是电源其他器件发热的影响！！用第一次测得的温度减去室内温度就是自温升了！ 再好好想想。 减去室温干什么？其他元件发热就不会让这个电容变热了？ 报告师长，这个我觉得是这样的，您看我理解对不，假设电容在板上时测得温度是80，这80有三部分构成（1、室温他t02、其它元件对电容的影响t13、自升温t2）,再把板子上电容线断掉，外接电容测得另一温度，假设70，那么他只含有两部分（1、室温他t02、自升温t2）所以两者之差应该是其他元件的影响，再减去室温才是自升温。 您看是这个意思不 我来听课~~~ 师长你好，这句能不能举个例子，实际电容可以使用的纹波电流为IRCrms×温度系数×频率系数，比如厂家给的参数470Uf在105度120HZ条件下为IRCrms=370，我要在61KHZ条件下使用应乘以多大系数啊，还有温度系数也不知乘多少，有劳您解释一下 6，输出LC滤波设计 我们知道，有的时候，次级尖峰电流比较大，会在输出滤波电容上形成比较高的电压纹波，可能使我们的输出指标达不到设计要求。那么这时候，我们可以在输出端增加一级LC滤波电路。 关于这个滤波电路有一些限制条件：LC的转折频率不能太低，以免对反馈环路设计产生大的影响，通常我取转折频率在1/5的开关频率处。 Iout=(2%×Vout/L)×10×T L=0.2×Vout/(Iout×fs) 有了L，就可以根据转折频率来计算出C的数值了。 但由于实际的电解电容有ESR和ESL，而这么计算出来的C，是理想电容的情况。为了保证LC滤波的效果，可以把计算出来的C加大一倍，同时把L的数值减小一倍。 这个计算的前提是，前面整流二极管后的电容已经足够大的情形。 有的设计要降低成本，考虑到反正后面有LC滤波电容，所以就把整流二极管后面的电容减小。那么整流二极管后面的电容上的纹波就比较大。这时候，选择转折频率可以按照转折频率之后，每增加10倍频，对信号抑制能力为40dB的斜率来考虑转折频率。同时，还是需要考虑LC滤波器对输出响应能力的影响。 版主顶 请问楼主2%指的是输出电压纹波吗？ 10个开关周期这个数据是怎么样的出来的呢？ 还请赐教 我认真看下来了，楼主讲的真不错，有收获！辛苦了，谢谢！ 的确是强行计算。 只不过，是因为我没有找到一种合适的算法。 我不喜欢用经验值取个值。按照我的理解，所有用经验取值的背后，都必须有一定的理论基础和合理物理模型。如果我计算的不对，那么是我的算法或者模型建立的不准确，这可以继续修订。但我内心很反对随便用几个经验值就把问题忽略过去。 148帖我看过了。你的这个观点估计是从PI的一份资料上来的。 虽然玻璃钝化的1N4007GP因为反向恢复问题，会把RCD电路中的能量反馈一小部分到初级绕组中，从而传递到次级，以提高效率。 但从具体的原理上，只是对我的设计思路的的一个补充，并不能说我的就是错的吧？ 另外，有些小功率的直接用1N4007这本身就是错误的！在PI的资料里也提到了。 我从来不认为实验调出来参数就是王道！虽然我也常常通过调试来确定参数。我知道，我之所以需要通过实验，是因为我对其内在的原理与模型掌握的还不够深入，不够细致。那是需要我去继续学习的地方。但绝不是通过实验把参数调出来就完事了。 可以计算的参数，才是可以控制的参数。不要让电路的参数游离于设计者的控制。 你好 请问为什么小功率直接用1N4007是错误的？ 请指教！ 噢~~~~ 谢谢老大！ 看了您之前和超光速大哥的讨论，觉得您的一些思想很值得学习。 我想请问您之前您说的1N4007直接用在小功率是错的？？这里所说的1N4007是用在RCD处吗？？ 小弟初学，问问题都不知道何处着手，大哥见谅，希望您能帮我解答…… 另：上边关于RCD的图中，第一幅应该是开关（看不清）；第二幅RC比较大；第三幅RC合适；第四幅RC比较小。 技術者很好的學術態度，值得我們學習！ 这个与PI的资料无关，我以前的公司在很多年前就对此做过很多分析，发现二极管对最大电压的影响非常大（吸收电容的电压），用1N4007电压低，但效率低，而不是你说的提高效率，用UF4007电压很高，但效率高，这最高最低差了40－50V，你说你的Vc还有什么意义？最后发现用FR107才能平衡二者。另外你没有考虑关断延迟的影响，实际上高低压Vc也有很多区别（最大过载点），所以你的吸收电路的计算也是强行计算，如果一个计算与实际不符合那还有什么意义？实际上我看过ON的，INFINEON的计算，也按他们的计算值试过，完全跟计算的两码事。所以电源是理论和实践结合的一门科学，你这样的强行计算实际上对初学者是有伤害的，要计算也可以，要考虑到各种参数，并列出一个精确的模型，但这是很复杂的，要考虑到实际电路的漏感包括环路电感，和测量的变压器漏感是不一样的，这样复杂的模型我想你也很难处理。 “可以计算的参数，才是可以控制的参数”，理论上并没有错，但明显有些不能计算的参数，或者不能精确计算的参数，你把它做成了可精确计算的参数，这样就不对了，你可以说明以计算的数据为起点，通过试验确定。 既然你以内行自居，作为一个负责任的网友，希望你能把这些错误一一指出，免得我误导初学者。说实话，你说我有很多错误，我心里是很不爽的。但上面的确有些地方粗心写错了，好几位网友热心给我指出，我都改过来了，我很感谢他们。 电源是理论与实践结合的科学，但是，计算不准确，还是因为你的模型有问题。而不是计算本身是一种不科学。事实上，通过实验来确定参数，只是工程上解决问题的一种手段，这种方式并不能让学习的人理解深层的原因。一个不能让学习的人学会原理的方法，你认为是好方法，我却不敢苟同。 至于说模型的精确性，为了简化计算，当然需要做一些合理的简化。如果通过实践发现，理论与实践差异太大，那么就需要回头去修正模型。以期使计算的结果和实验的结果差异在合理可预测的范围之内。这才是真正的理论与实践相结合。 我不清楚你以前的公司是哪家？不知道是否可以公开说一下。我可以把PI关于RCD二极管的一点比较分析的链接发到这里，有兴趣的去参考看一下： 其中的Question3就是关于RCD中D的反向恢复速度的影响。PI的这篇短文，有数据，有波形。我认为这才是真正做研究的榜样。而不是用几个管子去试，固然能试出来差异，但如果没有理论支持，你永远就是个实验员的水平。 至于你认为Vc没有意义，那是因为你对反激电源的原理理解的不够透彻，只是一个实践型的工程师，而不是一个理论与实践结合的工程师。 特意针对上面链接的问题做了实验，结论只有在如图的C/VR的情况下是正确的，与C串联的电阻很小，防震荡的，不是这里讨论的RC嵌位，如果是普通的RC，结论是错误的，用1N4007的效率比直接用UF4007低。 所以说不做实验只是凭理论分析是错误的，理论和实践不能结合起来就没意义了，尽管你不承认，还是说你上面是强行计算，原因很简单：不能和实际的结果一样或接近。不多说了，免得又被认为是踢场子，再见！ 回过了帖子，不禁对你有几分好奇。呵呵，搜索了一下： 原来大哥是“那边”的人。。。。。。 呵呵，不好好在那边干活，到这里捣乱干什么呢？不会是来踢场子吧？ 非常好的帖子，这样认真的写帖子，是要花很大的精力的，看的人轻松、明白，写的人是很累的。我是很佩服的。 技术贴，能够长篇大作，连贯性、系列化，本身就是体现了水平，没有深厚的功底和私下的仔细研究，是写不出这样的东西来的。 我是很少来这里，来了也差不多只是看你的贴，真是好贴，记着你的好！ 你说人家是强行计算，你有什么好方法吗？没有的话你有什么理论依据来确定吸收回路的参数。光用调试的方法也不是长久之策，要有理论依据支持，通过实验验证调试是正确的方法。你不应该这样否定人家，还有你自称内行，也太不谦虚了，刚愎自用。 初学者，看不懂，先留个脚印! 认认真真的学习了一边。谢谢了 顶 顶—— 计算波形有效值的小软件。 有效值计算 下载不了。 来个设计实例对这贴子来个完美总结吧。 可以下载呀，直接点击就可以了。 设计实例正在写，仿真遇到了点麻烦。。。。。。 结帖我在犹豫，要不要把CRM和QR模式的计算也写一下。 嘿嘿,要是能寫當人就更好了!~!~!就更加完美了 有效值计算老师我下载了这个资料怎么打不开呀！别的资料也都是打不开请问是什么原因？ 讲得不错,学习了 请继续 谢谢高手 正在写实例，并同时把EXCEL表格做出来，请大家不要急。 真是太感谢了对于我们这样的新人确实是很清晰的一讲到底的教材 对于许多教科书而言本文思路清晰相当不错！ 谢谢了！ 非常感谢，我记得你的好，期待，做个凳子继续听来着！！！！！！！！！！ 谢谢高手啊 這個實例及EXCEL表是否已有公佈？ 兄弟想驗證一下，謝謝！ 反馈当然是指电压反馈呀。 收藏先............... 学习了。 顶一下！！ 期待楼主尽快更新！ PS：楼主很严谨，搞研究，就要这样。赞一个！ 周末空调吹多了，头痛，脑胀，肩酸。。。。。。 最近比较忙，EXCEL表格制作没有想象中那么顺利，因为有很多参数之间互相影响。还有就是个人希望能编出来一个DCM、CCM都方便使用的。 目前看了这个EXCEL表格做的并不让我满意，所以暂定为0.9版本吧。 希望大家多验证、多给建议，有问题到这里来讨论。 反激参数设计 好东东支持，不过建议所有使用的人都自己做一个这种表格，加深对计算过程的理解。 在公司我也做了简单的、适合自己的关于变压器设计的文档.... 使用久了，会把变压器的设计公式全忘了.....嘿嘿 顶！ 谢谢了这个先收下等楼主的更好的版本 楼主您好！我看到您EXCEL中的计算过程，有个地方没太明白: 一、您的方法三中的反射电压是根据RDC钳位电压算出来的！我用的输入是DC278-340V的，MOS耐压600V；我根据公式Vf=Vmos-Vinmin-150V（余量），计算得出Vf=110V,按您给定的计算Vf=70V,RCD箝位电压与反射电压比为2。我的这种计算方法有问题么？ 二、您的RDC钳位电压是根据0.8Vmos-Vinmax的公式计算出来的吧！这个不应该是反射电压的计算公式么？还有，RCD箝位电压与反射电压比是怎么确定的呢？ 三、在很多资料中介绍变压器的计算方法，有之中就是根据Vmos计算Vf，根据Vf计算Dmax，然后一步一步的计算。。。匝数等！并没有涉及到RDC钳位电压的问题！（我现在用的方法就是这样的），想知道这样可以么？ 补充一下！我用的那个公式当中的150V是不是可以认为是给缓冲电路留的电压尖峰啊，也就是钳位电压！ 还有，我用Ap=2Po（sqrtDmax）x10^4/（η.K0.K.Bm.fs）这个公式算的磁芯和你表格中算出来的差距好大啊！大概差了两个型号的磁芯！ 多谢，那有没有要注意的地方呢？ 呵呵，要注意的地方，这个问题好像没法回答呀。 Vin×D=Vout×(1-D)；但根据27帖gaohq的伏秒积平衡Vin*Ton=Vf*TOFF：我你们的公式有本质的区别。在62帖的Dmax=Vf/(Vin+Vf)，计算最大占空比的时候，你用的是27帖的公式，我现在搞糊涂了， 这个问题，其实与3842基本没有关系。 就是反激电源要实现86%的效率，有哪些需要注意的 首先，要达到86%的效率，和你的电路的输入输出有很大的关系。低压大电流的想实现高效率就比较难，而高压小电流相对就比较容易。此外，总功率太小的电源，想实现高效率也是比较难的。 要提高效率，无非就是要降低损耗。那么反激的损耗主要从何而来呢？ 1，整流桥的损耗。 2，MOS的开关、导通损耗 3，变压器的铁损、铜损 4，输出二极管的损耗 5，输出滤波电容的ESR损耗等。 6，变压器漏感的损耗 7，控制电路的用电需求。 无非就这么些损耗。你想办法把他们降下来，那么效率就高了。比如用户好的材质的铁氧体磁芯，降低铁损。绕组的电流密度取小点，降低铜损。绕组结构用三明治绕发，降低漏感。二极管用肖特基的，降低导通损耗。用低ESR的滤波电容等等。 嗯先谢谢老大写这多，呵呵其实是ＤＣ３６－７２输入１２输出功率５０Ｗ左右， 在成本适当下反激不知道能不能做到？ 我想如果器件用的太好成本肯定不达标， 还有这个功率下同步整流的成本和肖特基的差别有多大？ 如果是这个的话，86%的效率可能有点困难哦。。。。。。 我对这种低压输入的，不是很有经验。用同步整流成本肯定是用肖特基大多了。特别是CCM模式的反激。 也许你这个电路，用正激+自驱动同步整流会比较合适。 兄弟，你不会是把BUCK-BOOST里面的公式和FLYBACK的公式搞混了吧？ 注意看不同的公式，对应的不同的电路图。 版主，不好意思，我还是没有发现自己的错误， 对于第一个公式，Vout就是Vf，因为那是buck-boost电路，是不隔离的。 对于第二个公式，Vf不等于Vout，因为那是flyback电路，有隔离变压器，输出电压和Vf之间存在比例关系。如果考虑的细一点，还要把输出整流二极管的压降考虑进去。 版主，62帖中的Vf和最大占空比D是先确定谁？如果是最大占空比D那应该怎么取Vf，如果是最大占空比D那Vf又怎么取值？先谢谢了！ 今天找了一些开关电源的芯片资料看，里面都没有注明楼主说的CCM或DCM模式，请问怎么确定，谢谢。 这个可以看开关电源的书都有的 芯片资料有些不一定有 占空比的调节，是IC根据输出采样值和内部基准之间的误差来调节的。大部分芯片的占空比都是可调的。 看不懂很正常。一来可能是你的电源基础还比较薄弱。二来是我写的比较凌乱。 不过，我建议你整理一下，多看看。一遍不懂就两遍，两遍不懂就三遍。我以前看电源书，来来回回都翻了4、5遍。 更何况，这里还有那么多高手可以帮你，不要放过好机会哦。 俩字“佩服”！ 我刚接触开关电源，还有个疑问哈：设计变压器和占空比的时候，怎么把输出负载（电流）考虑进去啊？ 是的！ 你好，让你记得我的好！想请教下像工作在BCM中的PFC如L6562/SA7527用作反激时设置占空比最好为多少，工作在什么模式下，CCM/DCM？谢谢！ 在BCM模式下，只能是DCM。其实我们上面的DCM的计算就是按照极限情况下为BCM来计算的。 BCM为变频控制，占空比的选择考虑的因素更多。包括频率变化的区间等。 我帮你计算了一下，按照最低输入时，工作在临界状态考虑的。取此时最大占空比为0.40，因为MOS耐压地，所以反射电压和RCD箝位电压都要取低。反射电压68.4V，箝位电压110.4V，MOS电压应力为480V。 算下来，电感量800uH，磁芯如果选ER2510，Ae=0.92CM2。那么如果B值取0.15，初级则为60匝，33V输出，为30匝，18V辅助电源绕组16圈。 其实我觉得你的B值可以取高一些，这样圈数可以少些。 可以取34：17：9，此时B值约为0.25。 恩，谢谢！继续期待你的精彩内容！支持！ 可以取高一点.就是说取高取低都行.那里何区别呢谢谢. 我这里之所以说可以取高一些，是因为他已经选定了磁芯。那么在这个磁芯的基础上，B值取0.15就太小了。初级圈数会比较多，B取大点，圈数可以少点。 取高取低是都可以，关键是你要明白取高或取低了，对实际工作的影响。 呵呵，B值取的高或低，波形上可看不出来啊。 他的影响，主要就是对变压器的优化了。铁损和铜损之间的平衡。 好老师.搞点波形讲讲吗呵呵. 想请问下7527VCC供电绕组如何计算？ 我按照EXCEL表格计算出:DCMAP=0.208cm4,ccmAP=0.238cm4,如果我选择磁芯UU15.7(AP=0.2083)AE=0.248cm2,AW=0.84cm2则NP=132匝NS=65N副=36匝与你算的相差太大了，如果选择其他的磁芯，其计算结果又会不一样，我怎么去选择磁芯，这些不同的选择会不会对结果又影响，还烦请教！ 看到1/3，已经感动的热泪盈眶…… 还没看，先按个手印 楼主无私的奉献，谢谢，谢谢！ 太精彩了.楼主我对您太佩服了. 不错，对您太佩服了。搞电源好些年了对一些问题还是一知半解的，看过后真是明白了不少。 楼主老师： 楼主老师，您好！ 您设计的那个EXCEL表格，对于最后一点损耗功率的计算公式，感觉不是很清楚，您能不能解释一下。谢谢！ 反激讲了讲正激.......... 把每个拓扑都来一遍。 光是反激还有的讲呢。。。。。。好累，睏。 喝咖啡去 楼主说得对，理论与实践结合的工程师才会成长为一流的工程师。 努力着。谢谢。 马克之，慢慢看，我会记得您的好的，哈哈，谢谢啦！ 楼主能否介绍一些电源书籍给大家，现在市场上的书真是鱼龙混杂，很多书都是把DATESHEET直接翻译过来贴上去的。 这些书都还可以。 老师您好！看了一下午还没看完，我也想问您个问题。之前看过关于RCD的计算，如最后图当RC选取较小时，会造成MOS管断后放电过快而成为死负载，那此时比较平那里应该是RCD的二级管导通才会将RCD电容维持在Vin+Vf，从而保持电容两端有Vf的压差，那此时Vds是否为Vin+Vf？那如果是这样，根据您前边的理论，我可不可以判定如图示工作在CCM？？纠结好久，希望您能解答…… 这次好啦！望望您能解惑。，这也太难编辑了吧…… 判断是否CCM状态，是看在MOS开通前的瞬间，VDS电压是多少。如果是Vin+Vf，那么就是CCM，如果比Vin+Vf低，就是DCM。 从你的图上看，当开通前，VDS电压已经从平台跌下来了，应该是DCM。 您好！昨天的图上传一直有问题。 我另找了一个：这个图里边，当MOS开启（Ton），电压才从平台上掉下来，那是否说明这个就是CCM？？ 因为你的图太小了，可否先介绍下，从上到下几个波形，分别是什么信号？ 我可不想轻率的回答你，而误导了你哦。 如果我按CCM设计的，会不会实际电路出来的时候，变成了DCM？ 另外一个问题想问好大师，很多地方都会用到电感，比如全桥整流之后、电容之前，请问这种情况下，电感量该如何计算？ CCM在实际工作的时候，一定会有些时候工作在DCM状态的。比如轻载，比如高电压输入，都有可能的。 电感的设计，说白了，就是考虑电感承受的电压变化和电流纹波之间的关系。按照这个来设计。 应该任选其中一路输出计算就可以。 5V为Ns1,12V为Ns2，那Ns1/Ns2大约等于5/12，所以用哪路计算差别不大。 对的，书生回答的正确。不管用哪一路来算都是正确的。其实，你看看，我上面计算Vf的时候，没有考虑输出电压的。Vf是按照MOS的耐压、最大工作占空比、输入电压范围、RCD箝位电路电压Vc来考虑的。 对于反激来说，不管是哪一路输出，他的反射电压Vf都是一样的。这是他的工作原理决定的。 老师，如果负载电流增大，Vds会变大吗？如果在D极与变压器初级窜个磁珠，起什么作用，减小EMI？MOS被打死会接着导致IC芯片被打死，为什么芯片与G极之间的R没有烧坏？ 如果负载电流增大，因为漏感电流也增大，那么RCD吸收电路的箝位电压也会升高，那么VDS的峰值就会变大。 在D极串磁珠，是为了抑制MOS开通过程，次级二极管的反向恢复电流和变压器绕组分布电容产生的电流尖峰和振荡的。 芯片是半导体元件，比较脆弱。电阻瞬间有较强的超额使用能力。 看初级IDS波形可以看出区别，但未必明显哦。 初级电感和Coss的振铃产生的损耗，我倒没有细想哦，给MOS的Coss充放电的损耗应该很小吧。如果想让振铃次数少，就要周期变长，那么，如果MOS已经定了，只好让初级电感大一些了。 好老师，计算电流斜率和电感中有一步是： 我想问：对反激电源，效率η如何预估？输出功率不同效率差异大吗？ 非常感谢！ 你问的这个问题是不容易回答的。 效率的预估很重要。但是如果没有很多经验的话，的确不容易估算准确。其实，我也不是很有经验的。 一般来说，功率小的，效率会偏低一些，因为有些固定的损耗是少不了的。比如IC工作需要一定的功率，这个功率一般不随输出功率改变而改变。那么小功率产品里，这个比例就会大多了。效率也就偏低了。 多绕组的，绕组多了，线圈结构不好安排，漏感会比较大，效率会偏低。 输出电压，同样的功率下，低压大电流和高压小电流，前者的效率要低不少。特别是如果采用二极管整流，输出电压越低，效率会急剧下降。随便举个例子来说，5V电压输出的，如果采用1V压降的二极管整流，可以想象，至少有1/6的能量损耗在二极管上，即便其他部分都是理想元件，那么效率也不可能超过83%，这也是低压输出要采用同步整流的原因。 还有一些设计，比如为了减小体积，频率做的比较高，电流密度取的比较大的，那么效率也会低一些。包括占空比的选择，工作状态等都有影响的。 当然，也有一些提升效率的方法，比如QR模式呀，同步整流啊，LCD无损吸收啊、变压器三明治结构啊等等。 但总的来说，我感觉一般的反激效率在70%～85%之间。然后再根据实际的情况，按照自己的经验作一些调整。 对，说的就是RCD部分的。 大功率更不适合用了。 你上面的图，把出处贴上来吧。我要先了解一下他上下文说的什么东西。 就是这个，只是我觉得只有Vds至少在Vin+Vf（应该还有导通压降吧）才能保证在整个Toff周期C的电压维持在Vin+Vf吧？？所以按您之前说的，CCM下才能保证原端维持在这个电压。 RCD箝位反激变换器的设计与实现 嗯，看了一下。 他图上的波形应该是箝位电容上的电压波形。 至于你说的是不是CCM从这里就看不出来了。因为我们一般都设计C上的电压是超过Vf电压的。假如电阻放电速度不是很快，在下一个周期开始的时候，C上的电压可能还是比Vf高的，哪怕这时候已经是DCM了。 也就是说C上电压能维持在多少，是看放电电阻的。放电电阻阻值小，那么你说的就有道理了。但我们不会用太小的放电电阻阻值，因为那样损耗会较大。 谢谢您答复，那如果如图c中电容上的电压已经维持到平稳值（平台），是不是就说明此时是靠Vds端充电给C而维持的呢？？ 那Vds此时应该约等于Vin+Vf。也就是说在MOS打开时，副边其实还是有电流的，而整个过程在CCM。 如果如图a和b，如您所说，由于开关关断瞬间，电容上的电压充电完全可以高于Vf。此时下降是和R大小有关；那如图c我认为如果是DCM的话，首先在开关打开之前，Vds端电压应该下降到Vin，所以图c不会出现平台，而是会以RC放电曲线下降至0才对。 所以我认为图a、b不确定，而图c应该就是CCM。 您看是这样吗？ 开关MOS管G极串联一个电阻到3842的outPin脚，资料说电阻太大影响开关速度，太小会引起震荡，烦请高人指点一下其中的原理？什么是RC选频？另外变压器和MOS分布电容LC震荡是振铃式的阻尼震荡，能量从耗到哪里去了？谢谢！ 真的让我记得你的好啦！ 真的不知道到底是由那部分引起该产品炸机，是否存在PWMIC“负伤而行”呢？还是MOS本身的问题！请大虾帮忙指点一下！分析这种情况该如何着手？ 对产品的失败分析，首先要确认各种情况下的功率半导体器件、变压器的电压、电流、温度应力。 对于你说的这个失败案例，首先要观察MOS的VDS波形，在各种状态下，峰值到多少？有没有超过额定值的90%。另外，就是满负载的烘箱实验，确保散热足够。结温不超过最大额定值的80%。 具体你可以参考一下这个： 谢谢你的回复！呵呵，看来我也得专心学习下设计方面的原理知识啦！ 我需要做一个输入是18V～36V,输出是12V/5A，要求隔离的DC-DC电源，所以我认为反激还是比较合适的，只是设计时我在最低输入电压18V条件下设计，输入输出太相近了，匝数比很低，而且DC-DCflyback电源的开关频率很高，这样我的肌肤效应很明显，所以我大概算下，如果在100KHZ条件下，线径不能超过0.42mm，所以算下来初级10跟线并联，次级要8根线并联。这样做可以吗？我的core是不是用EER35的？ 个人感觉你这个电源用反激不是很合适。用正激或者推挽似乎性能会更好。 至于初级和次级线需要并联的事情，如果电流很大，以至于需要很多根线并联时，这时候，建议用铜皮来做绕组。 磁芯大小，你自己按照我上面的方法计算一下AP值看看。 你好，真的很谢谢你的建议，我现在刚接触这类电源头都大了，我还是先用反激试验下吧，可是同皮要怎么设计呢？厚度和宽度，我没有概念关于这个。 楼主，谢谢你！ 不要的话，开关过程容易振荡的厉害。还是加一个驱动电阻比较好。 你好我用你的EXCEL算了下发现是不是只能用于降压啊？？ 还是我用错了？ 哦求之不得啊 参数：输入为一2.3~2.5VDC5A蓄电池 现需要对其进行升压到550VDC以上最好能到600VDC带载能力以及输出电流要求不大 之前我做了个单端反激电路勉强达到可是基本上是乱中取得的而且现在挂了正在郁闷中 然后我手头有EE65的磁芯（杂牌货） 最好能用上这种磁芯就最好了 谢谢了！！ 我看了你的帖子，有一个辅助电源给IC供电的对吧？ 我来尝试算算看哦。 我给你用excel表格计算了一下： 输入参数：1.92VAC～1.785VAC，呵呵，目的是使下面的直流刚好等于2.3～2.5V 输出功率：15W 效率：60%，很怀疑能不能达到这个指标。 频率：50KHz 按照方法1计算： 设定最大占空比0.47 RCD吸收电压是Vf的20倍。 那么Vf=2.0V，MOS耐压54V，Vc=40.9V，这些都是尽量靠近你目前采用的元件来考虑的。 因为输入电流很大，所以采用CCM模式，Ip1=11.54A，Ip2=34.63A，初级电感量计算出来为0.9uH。 采用EE65的磁芯，那么AE=3.78cm2 可以初级绕2圈，次级绕600圈。 为了降低分布电容，次级建议分成4组，每组150匝，分别整流滤波后串联。 因为你这个变压器的升压比太高，如果能用分槽骨架其实更好。 还有就是绕组结构很重要，要尽量降低漏感。 呵呵谢谢了 对了如果用EE55的话初级次级大概多少匝？麻烦了真不好意思 好斑竹如果我的开关管耐压提高的话匝比是不是可以降低一些啊？ 版主，你好 我以前见的反激都是降压式的，输入比输出低，这个电路设计让我感觉很怪异，照你的思路我计算了下，遇到些问题，还望解答： 1）RCD吸收电压取VF的20倍是如何选取，占空比精确到0.01不知版主如何考虑 2）照Np=L*Ip/△B*Ae,代入上面数值，分子比分母小，匝数算不出不，不知B是如何取值(Ip取34.63吧） 3）0.9uh感量感觉很小的数值呀（观念中接受不了），我以前测变压器的漏感最小有几个uh 4）版主在解答141贴时Np=Vs*Ton/△B*Ae和Np=L*Ip/△B*Ae区别说 (Umin/L)×Ton=Ip，所以 我还没搞懂这句话“这个公式是在DCM模式时成立，在CCM模式时，就不成立了。而上面我原先的那个，不管是DCM还是CCM都可以用”，还望能百忙中解答下 电源水平学习中，若有问的肤浅的问题，还望不要见笑 1,你没有看到我的EXCEL文件吗？不同的RCD电压会造成不同的设计方向。他这里的VF很低，所以RCD吸收电路电压可以取高一些。 2，如果计算出来NP的值不合适，那么可以调整参数，是NP达到最起码1匝。 3，0.9uH的电感量是很小，所以实际中需要精确测量。 4，这两个公式从本质来说就是一样的呀。可以互相推倒出来的。你自己先推导一下，理解他的意思，然后我们再讨论。 老师，我刚开始接触开关电源，有好多的疑惑希望你不吝指导我一下，再次感谢您！ 1.反馈的采样点有些取在5V输出，有些12V，有什么讲究吗？ 2.如果输出偏低，必然导致分压后Ref端2.5V偏低，请问此时TL431还在工作吗？因为参考端接入正向输入端。如果不工作，如何调节输出稳定回5V的呢？ 3.如果输出偏到很小，不能满足光耦工作电流，反馈就不起作用了,过R3提供的Ik电流是什么作用？还有什么意义？ 1，反馈采样的那一路会比其它的精度和稳定性好。源效应和负载效应也好。所以，要看你对输出的具体要求来定了。一般选择要求最高的那一路或者功率最大的那一路来反馈。也有几个输出电压共同反馈的例子。 2，如果输出偏低，那么TL431就不工作了。因为我们都是负反馈，失去反馈电源就会输出往电压升高的方向变化，直到TL431重新开始工作。一般电源的设计都是按照，如果失去反馈，就输出最大电压这种方式来设计的。 3，不好意思，我看不到你的图，无法解释R3的作用。 谢谢老师的回答。 第三个问题如图附件 学习了，水平有限，静静听课 太好的贴子了，一定要看看 老师你好，我是初学开关电源的，用的变压器设计公式设计了一个变压器，发现电感很高（工作中CCM模式下电感量为3073uH），请老师指导一下 我的参数是这样：输入85-265VAC输出24V330MA，电源管理芯片工作频率是65KHz，内置700VMOS管，磁芯我想用EE16不知是否合适，望老师不吝指教！ 老师，是用你的表格来作的。如果用DCM模式的话的电感量为1844uH，是不是也大了一些？顺便讲一下，我是做LED电源的，呵呵！ 你的占空比选的多少，我来算算看。 因为功率小，所以电感量大，正常的。 没想到老师这么快就回贴子了！我是按照你表格里面方法三来计算的，算出占空比为0.48，多谢老师！ 嗯，电感量差不多。可能再小点就更好了，估计你效率选的80%左右。有点担心，因为你这个功率太小，效率可能做不了那么高。电感量可以选1600～1800uH之间吧。 具体的匝数，你按照你的磁芯的AE来计算吧。EE16的规格太多了。。。。。。 老师，我还想问下关于CCM和DCM工作模式，什么样的输出功率下用CCM模式，什么样的功率下用DCM模式 那从经验来说，多少功率以下用CDM模式来设计呢，不好意思，我是个新手 这本来就是个经验性的东西，我可不能乱说。而且和具体的案例有关系的。比如输入电压的范围等。 如果你真的要搞搞透彻，那么建议你用两种方案来设计，然后计算一下损耗什么的。再结合电路对体积和成本的要求综合考虑。 对于电源来说，我们做的大部分是和交流电隔离的，这样才能保证使用者的安全。 这时候，小功率的场合，用flyback就是最简单的了。 老师，这个帖子我看了好几遍，输出电容计算那块还不太懂，你的意思是输出电容只根据纹波电流选取？电容C0的大小怎么确定啊？还有变压器隔离一般是怎么实现耦合的？我之前做的时候学长说不能光电耦合的话输出地和输入地要接在一起，那样就不算隔离了吧？ 输出电容的纹波电流耐受能力，要大于你的次级输出纹波电流。一般来说，电容容量越大，耐受纹波电流能力就越大。一个电容如果耐受力不够，可以两个并联。 变压器的耦合是通过磁场耦合的。 你们学长说的那个是电气信号之间的隔离，一般使用光耦实现的。 输出地和输入地如果接在一起，当然不能算隔离了。 初级和次级之间的信号通过光耦来实现传递。如果没有光耦，那怎么传递信号呢？那就必须共地了，就必须连起来。 也有一个办法，通过磁耦合，但这个方法用的很少。 大师你好，我看了一下午也没看完，我现在准备做T8的方案：输入85~264V，输出87V，215mA，前面用SA7527，后面用AP4313，开关管用K3673.变压器用ER2510.请问我变压器参数应该怎么设定？ 頂起來.做個記號... 老师,你好. 我有个问题比较疑惑. 当电路反激的时候,MOS关断,然后RCD的D工作状态是怎样的呢 只要有反射电压存在,D就该导通的吧 因为反射电压是加在D的正极的. 因为VC电压是高于Vf的。 谢谢老师指示. 嗯，理解了就好。 我简单看了一下你的saber文件。发现有不少元件，参数都没有设置。还有，锯齿波的幅度和误差放大器的输出幅度是否匹配？ 具体的仿真建议你去软件仿真版问一问。 您好，我把一些参数改了，请您再看看，仿真的时候报错theinitialpointdcisnotfound，小弟是第一次使用saber，低级错误请见谅。flyback2 我在如图的位置，串入一个0.001欧的小电阻，仿真就可以进行下去了。 嗯，我看了你的图。你的这个原因在于 1，锯齿波发生器的幅值太大，超过了324的输出能力。结果占空比调节范围受限了。把锯齿波的幅值调节到15V。 2，324需要增加个反馈电路，就是在324的输出和反相输入端之间增加反馈电路。 你尝试一下吧。我因为今天有客户来参观，需要做些事情。不能给你详细仿真了。 抽空帮你仿了一下，参数没有细调，凑合着看看吧。 把锯齿波的幅度调到15V，增加如图的反馈网络。其他的没有动。 非常感谢您！！！！！！ 老师，您好！我刚才仿了一下，为什么我把锯齿波幅度调下去之后得不到您那样的波形呢，请您看看。flyback4 再仔细想想，锯齿波的峰值和运放输出一样是不合适的。那样的话，占空比会达到接近100% 我后来又仿了一次，把锯齿波的offset设定在0V，幅值20V，这样最大占空比就被限制了。反馈网络中的1n电容删掉，10n的改成22n，330K电阻改成4.7K的，也可以仿出结果的。 谢谢老师，请问您是怎么设计的反馈环路？我这几天自己自学了张卫平老师的那本书，有些东西还不是很理解。请教您这个仿真电路在加入补偿环路之前主电路是不是只有2个由LC引起的极点加一个高频右半平面零点。这两个极点是2个共轭极点还是两个分裂的极点？请问你是怎么估算的反馈环路的参数，您第一种补偿方法是引入了2个极点，一个零点，并通过电阻引入了中频段增益，这里你引入的第二个极点是高于还是低于输出极点？第二种方法只是引入了一个零点和原始极点，并引入了一个比较小的中频段增益，这样做对环路的影响是不是只是减小了环路增益，从而减小了带宽改善了相位裕量？ 呵呵，在这里的反馈回路我是靠经验来试出来的。真的要计算的话，那么首先要把开环传递函数搞出来，或者能用仪器实测出波特图也可以。根据开环传递函数和波特图针对性的进行补偿就可以了。 谢谢老师！老师，我这几天看了您和论坛上几个老师的帖子之后，心里有很多问题，想请教一下，有些问题可能很白痴，但是确实困扰着学生，希望老师您能指点我。。关于flyback中功率MOS的功耗问题 1，“FET开通延时指未开通之前不包括米勒效应区，关断延时是指开通的状态包括米勒效应区，从上面的图可以看出开关损耗基本集中在这一块” 这应该对应图中的，Ton2～Toff3，而不是你说的Ton3～Toff3，你的理解是对的。但对于图的理解有问题。开通延时指未开通之前不包括米勒效应区，那么是不是可以理解为开通是从米勒效应区开始呢？那么不就意味着损耗就从米勒效应区开始吗？损耗当然包括了米勒效应区。 2，估计不是因为计算不合理，而是因为电路不合理。100欧的驱动电阻太大了。10欧还差不多。另外，250V的直流输入，输出200W的功率，用反激不合适吧。负载是相当于感性负载。flyback本来就是把能量先储存在耦合电感里，MOS关断后再释放的。 3，损耗的计算就那么几种，开关损耗是计算电压电流重叠区。导通损耗是计算导通电阻上的损耗。电容上的损耗就是计算电容储能。 MOS的开关速度是ns级的，看具体要开关多快，是受一些条件制约的。比如，驱动电路的驱动能力、还有，开关速度快了，会导致EMI问题更突出了。驱动电阻太小，会引起振荡。要想实现高速开关，最好是用软开关的方式。 想降低导通损耗，无非就是想办法降低I和R。没有其他好办法的。 C和D的损耗，最好是用软开关来解决。此外好像也没有好的解决办法。 不好意思啊，我对估算损耗，没有什么经验的。 做的项目不够多。。。。。。 启动电阻损耗，给IC提供初始供电的电阻的损耗。 谢谢老师！我发现我问了您好多的白痴问题，您都一一耐心的给我做了解答。。老师您人真的太好了！ 呵呵，不要这么说自己哦。每个人都是这么一步一步走过来的。遇到问题，总希望有人能给自己肯定的答案。否则心里觉得不踏实。 呵呵，这一段需要很好的数学功底了。我那点数学底子，都还给老师了。 他的意思就是把暂态突变的激励信号，与传递函数相乘。然后看输出结果。所谓的拉氏变换等只是数学手段。 通过他的分析，既然输出阻抗知道了，那么如果你知道了电流突变的值，电压的变化量不就也知道了吗？ 老师，比如我现在知道负载电流的突变值为1A，那我计算输出电压的稳态变化量就直接用1A乘上考虑反馈的负载电阻值吗？ 我觉得应该是1A乘以输出阻抗。这个输出阻抗，不仅仅是负载电阻值，和电路的LCR都有关系。 是它上面给出来的那个Zout-withfeedbacki的输出阻抗吗？如果是这个阻抗，那么是得到的一个频域的函数，再用终值定理来得到最终的V的变化量吗？ 您在贴中提到"250V直流输入200W输出,反激不合适"不太理解,反激有他的使用范围么如何确定呢 任何一种拓扑都有适用的范围的。但又不是完全绝对的。 只能说在某个情况下是否适合而已。而这个纯粹是个人根据经验得来的一种感觉。 好老师那个LLC是什么拓扑呀谢谢. 好好学习，慢慢理解 13248 呵呵我也是上来提问的！刚好看到你的，我帮你回答一些吧！ 这里输入90-270Vac整流后得到的电压为127-382Vdc之间符合根号二倍关系； 版主您的是输入85-265Vac，整流后得到的电压为100-370Vdc。 问题：这里的关系并没有符合根号二倍关系，能否说明下为什么？ 答：这个不要太在意了，楼主应该是1.2倍在计算，你可以从85*1.4-20约=100，20是电解电容的纹波电压和桥堆的压降和。反过来想想，你设计的电源这点电压变化都不行，那也太不争气了吧，呵呵！ MOS管裕量问题，这里择取30V电压裕量，而您的是只使用80% 计算看出，同样是600V电压的MOS管子， 这里可以选了不超过570V就行， 版主的是480V。 问题：这之间的差值好大，所以这点上我不太理解为什么？ 答;这个经验了，我这边的工程师是留50V的，版主留这么多应该是考虑到了刚开启时还没有稳定的情况吧，我手上的书还有留更多的，哎，其实我也不懂这个，感觉主要不过MOS的耐压就好了，留点余量。仙童有不少应用手册上是80%。 、问题：这里出现了个Vor=Vz/1.4，这个公式的得来我有些不明白为什么，希望帮忙指点下，同时能否说明下Vz这个值。（整本书，出现过Vz的我都已经弄这里了） （Vz和您的Vf类似，不过好像有些区别，从公式看，应该表示同一个值，而书本中Vz体现就是这里一处，还有一处说明时仅仅是在说到“齐纳管钳位损耗(这里最后一页有)”稍微提到） 答：你这本书我也有，它使用稳压二极管加快二极管来代替RCD网络。VZ的数值就是楼主提到的RCD网络中C两端的电压。 问题：这里引入Ip1、Ip2是否考虑到DCM、CCM模式的确定呢？ 答：这个楼主是考虑到了后面不是说IP1=0就是DCM了嘛！！ 前面几个问题，上面的朋友的回答是正确的。我就不再重复了。 问题3，VZ在这里的意思应该和我的VC是一个意思。可能他这个电路是用的TVS作为箝位电路的，而不是用RCD电路来箝位的。 问题5，所谓控制器的最大电流，就是指初级测，控制电路对MOS的峰值电流限制值，是你文中的Ipk，不是那个I1，I1是输出侧的。 问题6，不管用哪种方法，最终得到的磁芯规格应该是差不多的。不会差异很大。我个人喜欢用AP法进行初选。后面根据实际的变压器的结构设计再微调。 问题7，按照平均电流选择是不正确的，应该按照RMS值来选择。因为绕组发热的功率是按照RMS电流和绕组电阻来计算的。我们的电流密度都是按照RMS值来考量的。举例说明，同样的平均值电流，A波形峰值为9A，占空比为0.1，平均电流为0.45，RMS电流为1.64A。B波形峰值为1A，占空比为0.9，平均电流为0.45，RMS电流为0.55A。可见，平均电流和RMS电流之间还是有相当大的差异的。 问题8，你说的另一个电感大概是交流整流后的滤波电感吧？对于反激电源来说，交流输入整流以后一般是不需要滤波电感的。加电感的可能有多种，一种是提高功率因数，那么这个电感的电感量可能就比较大了。要按照无源PFC的电感量要求来设计。无源PFC的电感设计我不熟悉，无法给你太多的参考意见。照明板块可能对无源LC滤波的PFC讲的比较多，你可以去问问。另一种可能，就是降低高频开关管的高频电流对输入的影响，那么这个电感的电感量就不用那么大了。具体的电感量可能要根据EMC的测试结果来定比较好。 问题9，效率一般是根据经验来选择的。项目做多了，心里大概就有底了。大致的参考方向就是，不用同步整流的话，输出电压低电流大的效率会低一些，输出电压高电流小的，效率会高一些，比如24V2A比12V4A的效率要高点。输入电压，宽范围的效率比某个定电压范围的低，因为优化的比较差。输出功率小的，效率会比较低，因为有一些固有损耗是少不掉的，比如IC的工作和MOS的驱动。通常反激的效率不超过85%，当然采用了一些优化设计，比如，同步整流、准谐振、LCD吸收、变压器结构优化等，效率也可以达到90%以上。我对反激其实做的项目并不多，所以关于效率的设定，就无法给你太多的参考意见了。 后面的就让懂的来解释吧。自己也不懂，怕误导你了呵呵，我想想看看，高手的回答，自己感觉理解总是少了一点什么似的！好了我也提问吧！ 楼主你好我这边看了不少资料，书上的，仙童的应用手册上的，当然还有你的帖子， 我手上有一个LED的电源方案，是一个demo版。我接触反激不久想计算一下各类参数，看看和它的参数差多少。 我按照您的帖子计算：P0=14WU0=43VI0=320mA效率就80%吧频率是64K，MOS管600V，85V-265V输入 我计算出来变压器室选EE25Np=67TNs=29TLp=1.1mh（不加气隙） demo板的变压器也是EE25（看见一样喔，我老高兴了）Np=88，Ns=44LP=946uH（它应该是加气隙的）， 哎我还以为我反激快入门了，还有点兴奋的去问工程师，工程师一看就是我EE25原边的67T少了(他从多年经验一看就说少了，还分析了一下给我，可惜有大量的经验数值，一个接一个的出来。我就傻在哪里了！)，所以想麻烦楼主可不可以根据我给的条件计算一下，我想比对一下看看我哪里处理的不对，呵呵呵楼主就当给我实例分析吧！嘿嘿 万分感谢！ 首先感谢你帮我回答了几个问题，回答的都是正确的。 下面我们谈谈你说的这个问题。 我觉得你的计算结果不能说是错误的，未必不可用。 第一步需要知道的是你的电源的具体的方案的特征。比如是否是初级侧控制的？是计划设计工作在什么模式？等 我先大概按照我的思路的设计计算一下，你可以参考看看。 按照你的输出14W，效率80%，那么输入功率就是17.5W 选用600V的MOS，下面设计到三种设计分支，我不是很清楚你用的哪个，我们就用第一个吧： 选择最大占空比0.45，RCD电压与VF比例为1.31倍，则刚好MOS耐压满足600V的要求。 然后把最大占空比0.45、Vf=83.5、Vc=109.3填到下面的空格里 选在DCM工作方式，得到Ip2=0.76A，L=940.5uH 既然你已经选了EE25磁芯，那么把AE=0.42，AW=0.82输入到磁芯参数里。 然后选择不同的B值，你就可以得到不同的初级匝数。 如果B=0.25，那么NP=68 如果B=0.195，那么NP=88 对于小功率的反激电源来说，B值取到0.25也是可以接受的。所以我不认为你的计算不对。但是，你的匝比好像和我计算的差异比较大，按照我上面的计算过程，把NP=68或88填入后面计算次级匝比的表格中，二极管压降填为1V，在输出电压内填入43，得到的结果应该是： NP:NS=68：36，或者88：46 但是，不管是哪个计算出来的结果，变压器的气隙都是要加的！ 把你的计算过程细节和我的对比一下看看，理解了细节，就可以自由调节参数了。 上面的结果，是按照在最低输入电压、最大输出功率的情况下，按照临界断续模式来计算的。 Vf的最大取值是理论上的，实际上，因为变压器有漏感存在，Vc总是要比Vf高的。 如果AE=0.42，AW=0.82，那么AP=0.344呀。你怎么计算为0.111呢？ 选磁芯的AP，如果设计的合理，选择和设计值接近的，基本就差不多了。绕线之前可以核算一下窗口绕线能不能绕下，绕不下就再选大一号的磁芯。 我那个EE25的磁芯，是参考南京新康达的数据的。你可以去他们网站下载数据。 哦，我明白你的意思了。你算出来只需要更小的磁芯就可以满足需要了对吧。 那么的确，算出来可以的话，那的确可以用更小的磁芯。只不过，因为小磁芯的AP值之间差异很小，一个略微的调整，可能就会导致AP值差异大，或者绕线绕不下。所以，你选择的磁芯后，最好再核算一下窗口面积，看看够不够绕线。如果不够，可以考虑选大点的磁芯。或者考虑用三层绝缘线。或者计算磁芯的时候，吧占空系数K0的值取小一点。 是啊！LED电源尺寸要求小啊！所以变压器能小就小啊！对了！楼主你那个EXCEL上是加了气隙后点电感吗？ hehe楼主又是我，，嘿嘿楼主看了我上面的帖子看了有不下5遍了还是对没有看到你怎么时候加气系啊，算出Lp的数值，再算出Np的数值，后面就在分析副绕组和辅助电路了，没有分析加气息哦。。。我这边的好像算出Lp后加了气息是不是电感量会下降啊。？我这边看到我们工程师的变压器设计图纸是原边标示出，电感量，匝数，和线径。工程师说这样就已经表示出加了气息在里面了。不懂啊！！楼主能不能帮我分析分析，什么计算气息啊，加了气息后的电感量是多少啊。工艺上怎么加气息啊？呵呵好像问题问题有又可以开的主题了！ 你算出来变压器的初级电感和匝数以后。做变压器的帮你把绕组做好，装上磁芯，会帮你调整好气隙，使电感量达到你的要求的。如果是自己做变压器，也是同样需要调整气隙的。 需要多大气隙，理论上是可以计算出来的。但由于计算比较复杂，简化的计算又不准确。所以实际当中是调整气隙测电感使电感量达到要求就可以了。 楼主的意思我提供电感量，咂数，和线径后就不用管了吗？气息不用管，加工厂会给我加好的是把？？？？ 哦，请指导下怎么设计这款变压器，怎么取值，谢谢你！也祝贺你拿了大奖，老师，谢谢！ 我查了一下，FSEZ1016的MOS耐压只有600V。另外，要做成初级控制方式的电路，就意味着，要减小漏感能量造成的差异。所以，VC要在满足耐压的情况下，尽量的比VF高。从另一方面，降低初级电流峰值、降低电流RMS值来考虑，我们又希望占空比大一些。 这最终体现在变压器的工艺，对漏感的控制，以及最终对恒流效果的影响上。 个人以为，采用VC、VF的计算方法三，把MOS耐压设置为600V，把VC设置为VF的2.5倍左右，比较合适。 你可以按照这个思路去算一下看看。 请问一下好版主，RCD吸引电路算出的的那个电阻R怎么那么小呢，实际中没有见过这么小的吧，请问一下是怎么回事啊？？？？ 你前面估计有参数有问题。你看，你的RCD电路的损耗功率居然有7.4W之多！那么当然电阻取值就小了。 你检查看看，为什么RCD的损耗功率这么大？ 楼主： 你好！我想问你一些问题：我是初学者，很多不懂。： 1.已经设计完一个产品后，投入试产。发现变压器电感量大了，想把电感量 调小，那要怎么做呢？是少饶圈数呢？还是选感量小的磁芯？还是很多参 数都要重新设计？？ 2.从电源的那个地方的波形可以看出变压器设计不合理比如漏感太大或者是 电感量太大导致带载能力不足 3.关于反激的波形,MOS管下来后串上一个电阻.你能分析模拟一下电阻上的压 降波形吗因为设计里一般都通过这个电阻进行采样去控制原边电流. 非常谢谢楼主!!看你的帖子收获很大!! 不好意思，才看到你的帖子。 1，加大气隙。 2，不能简单从一个波形看出来是不是变压器的不合理。要把所有的参数能有计算和实测说明。 3，这个电阻上的电压波形和MOS的电流波形是一致的。 版主，这里有个“RCD电压与VF比例为1.31倍”这个是不是相当于Vor/Vz=1.4这里的1.4倍一样的呢？ 还有一个，占空比，按照计算式0.52我没看您的选择，就选择0.5看您的，选择了0.45这个我就不太明白，能稍微说说0.5和0.45选择有什么说明吗？ 这里还有个计算平均值和有效值的问题，（A波形峰值为9A，占空比为0.1，平均电流为0.45，RMS电流为1.64A。B波形峰值为1A，占空比为0.9，平均电流为0.45，RMS电流为0.55A。）这里的计算，我不太明白怎么算出来的，相应公式没看到...初学，一些东西涉及的少，见谅~！谢谢！！！ 呵呵你和我一样，以前我也是老不明白，为什么说Dmax最大可以取0.52，但是在计算过程中老取比他小的数字。上个星期我测试了手上的电源，（我也是新手，搞LED灯具的），我把电源调整到90VAC附近的时候，示波器显示D为0.37，调整到80VAC的示波器显示D=0.39左右，变压器还有啸叫了。我在想是不是功率越小，Dmax的越小，D工作的越小，“让我记得你的好”老师是不是可以这么了解啊（输入电压小，D变大，是为了提供足够的能量，那我功率小了，需要的能量少了，所以D也可以取的小一点。是不是可以这么理解） 好老师！我想设计一款变压器！VIN185-250，fs=65HZ,pout=110w,vout=35v,η=0.9 我用你的方法，算出来的好像和我们现在用的变压器初级电感量有点差距！ 麻烦老师帮我算算！谢谢！ 还有就是后面的肖特基二极管并的RC吸收电路的R,C怎么确定？？？？ 期盼老师的解答，本人刚入行，问题浅薄，还望海涵！ 把你的计算过程说说，你给的参数还不足以精确计算变压器哦。需要你自己描述一下你的设计过程。 另外，有差距是正常的。因为反激的设计中用到的参数很多，不同的设计方法，对一些参数的取值不同，那么差异就出来了。 谢谢！我是按照你的顺序先确定VC然后是VF,我用的的mos是600v的，那么Dmax出来了，然后是IP1+IP2,然后Lp就出来了！当然我是在DCM下！算出来的结果和厂里现在用的相差40UH！不知有没有影响？？？？ 上面的fs=65khz 40uH的差异,怎么说呢。要看百分比比较合适。有的反激变压器，初级漏感就有40uH了。。。。。。 输出二极管山的RC算不大准，要先试再算。 先不加RC，用电容比较低的电压探头测出原始的振荡频率。此振荡是有LC形成的，L主要是变压器次级漏感和布线的电感和输出电容ESL，C主要是二极管结电容和变压器次级的杂散电容。有时候杂散电容的容量会超过二极管结电容，在一些论文中一般认为结电容是主要的，按此做计算，所以结果不正确。 测出原始振荡频率后，就可以知道要加的电阻了。因为要阻尼震荡，只要R=2pifL=1/(2pifC)特征阻抗就可以了。要知道L或C，我们上面已经说了，由于杂散参数的影响，查手册是不准确的。可以用实验的方法，试着在二极管上面加小电容，直到震荡频率变为原来的1/2。则原来振荡的C值为所加电容的1/3，C知道了，就可以算出R值了，把R加到所加C上，振荡就可以大大衰减（根据原来的振荡频率，也可以算出振荡的L值）。这时适当调整C值的大小，直到振荡基本被抑制，当然如果C值加的很大，会影响效率。此时需要调整变压器结构。 对输出电容发热没有影响。 加RC的目的主要是两方面的。一是吸收二极管上的尖峰，避免因为尖峰电压击穿二极管。二是为了减少振荡，降低输出的噪讯，提高EMC性能。 大师好我把你的帖看了几遍每一次都有收获。还是有一些问题想请教。 1反激式开关电源可以做到200W吗(比如用QR模式加风机散热呢) 2开关频率一般多少为最佳？高了对MOS.变压器发热增加损耗。 3假负载电阻多少为好呢？有什么公式吗？你的经验值也好我相信你。 你的问题不是很好回答哦 1，其实反激据说有人做过上千瓦的。你用QR模式做200W应该没有大的问题。主要是初级的电流会比较大。 2，对于PWM模式的，通常开关频率我们设计在150KHz以下。主要是考虑EMI的问题。实际工程上以40KHz~133KHz范围居多。QR模式因为是变频的，最低频率出现在最大负载的地方。为了降低轻载或空载时的频率不要太高，通常把最低频率设计在30KHz附近。 3，假负载当然是消耗功率越少越好啦。可以提高效率，减小待机功耗。没有什么计算的公式或标准。 4，很不好意思，我的这个设计方法不适合QR模式。但你可以在理解了原理的基础上自己推导出QR模式变压器的计算方法。我主要是最近太忙了，否则我倒是想把QR模式的计算方法写出来。 这都哪对哪啊。 他问的是次级整流的肖特基管并联的RC吸收电路。和初级的RCD吸收电路是两码事。 恩，是的，这个理解，我也是这么理解的，我觉得这么理解是对的。下边我还有些问题还没得到答案，希望版主老师能给学生解惑下： 1、这里有个“RCD电压与VF比例为1.31倍”这个是不是相当于Vor/Vz=1.4这里的1.4倍一样的呢？ 2、这里还有个计算平均值和有效值的问题，（A波形峰值为9A，占空比为0.1，平均电流为0.45，RMS电流为1.64A。B波形峰值为1A，占空比为0.9，平均电流为0.45，RMS电流为0.55A。） 查过一些资料，也用了一些公式算过，不过结果得不到对应的值，希望版主能够说说平均值和有效值怎么算来的，特别是有效值！非常谢谢！！！ 占空比的选择是半理论半经验性的，限制性的条件也不少。你还是要详细把反激的各个过程的细节搞清楚，那样就会知道影响占空比的因素有哪些。而占空比又会影响哪些参数。 RCD箝位电压Vc应该相当于你说的Vz，Vf应该相当与你说的Vor 计算平均值的方法，这是初中数学，不用我教你吧？计算RMS值，这个帖子里有一个小工具，你自己找一下。 2.从电源的那个地方的波形可以看出变压器设计不合理比如漏感太大或者是电感量太大导致带载能力不足 3.关于反激的波形,MOS管下来后串上一个电阻.你能分析模拟一下电阻上的压降波形吗因为设计里一般都通过这个电阻进行采样去控制原边电流. 1，把磁芯气隙加大，降低电感量。 2，什么叫做变压器的设计不合理？凡是设计达不到你预定的目标就叫设计不合理。你的预定目标是什么呢？根据不同的预订目标来看不同的波形分析。 3，电流采样电阻上的电流波形，基本就是流过MOS的电流波形。我上面的图里应该有了。无非就是三角波和梯形波。实际电路中再多一点噪讯和分布电容以及二极管反向恢复等造成的尖峰与振荡而已。 1.气隙加大会带来漏感增大,和效率减低吗 2.我先做下分析后,有问题在请教你. 3.就你说的有噪讯还有尖峰,振荡.尖峰比较大,不知道是什么原因造的大概要调 那里呢 1，如果调整不大，那么问题不大。如果变压器的设计参数和实际需要参数差异太大，那么最好重新设计。 3，主要和变压器结构以及电路的具体结构和工作模式有关系。怎么改，要看具体的波形，找出原因，然后针对性的修改。 记一下 楼主，能不能把你的分析的技术打包发给大家学习，像您这样的大师级的人物。要是能早点出来指点大家，不怕中华人民共和国的电源不强大！中华人民共和国是电源制造大国，但是，确不是电源的技术强国。 感谢您的无私奉献！ 楼主您好··您那个算反激变压器的EXCEl在哪下载啊？没找到呢 去这个帖子里下载吧，一样的 楼主，你好！对前面的内容我还有一点疑问，希望您能解答。 前面您提到过：CRM模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。 若我的理解有误，请您指正，并解释一下什么为“深度DCM”。谢谢~！ 应该说，你的想法也没有错。你是站在输入功率等于f×LI2/2的角度来考虑的。 主要是讨论的前提我们要说清楚。 比如，某个特定的工作频率下，变压器匝比不变。假如要进入DCM，那么初级电感量就要减小，为了保证输出功率不变，峰值电流就要增大。 恩，我明白你的意思了。十分感谢~！ 老师，我做反激遇到问题了，想求助一下您， 参数设定：12-20V直流输入，5V，3A输出，用的PWM芯片为3524,3524集电极接IRF2111驱动MOS3205,2111为同步整流驱动，所以我只用了下管部分的驱动（反相），3205耐压为55V开关频率为100K，我用您的方法大概算了一下，初级电感为80uH，，匝比为2:1；所用磁芯为PQ3230。 遇到问题：一上电初级侧电流就很大，达到了4，5A，但此时输出电流仅有零点几A，而且电感叫的厉害，波形也不稳定，MOS管和变压器发热，为什么会出现这个问题？我怎么想也没想明白，输入侧功率那么大，竟然都消耗在了MOS和变压器上，请问这是为什么？怎么解决，谢谢了 你的这个问题，未必是变压器的问题。 这样吧，你单独发个帖子出来，把电路图也贴上来。还有就是变压器的参数等。 输入电流大，那么能量总有消耗的地方，你查查，谁热的厉害？是不是MOS耐压不够？或者你没有加RCD吸收电路？ 电源设计3 以上为反激变压器的设计资料！ 楼主，对你的66贴，Iavg=pin/Vinmin,你看这样行不行！ 啊！ 我从第5帖不就开始讲变压器了吗？ 我的意思是关于变压器的选型、绕制、是否加气隙等等注意事项。 哦，你说的是变压器的工艺啊？呵呵，这个可不是我的长处啊。 对于反激电源，气隙是需要加的。 没关系，自己学习吧，感谢老师。 把老师的帖子顶起来！ 哪位提供一下saber软件，下载很慢，载不来； xmllp@malata.com 是的。反激变压器事实上不是变压器，而是耦合电感。这一点哦一开始就说了。你看我的第4帖。 不过，对磁性元件来说，安匝和伏秒其本质是一致的。只不过是不同的场合用不同的公式和表现形式计算比较方便而已。 好版主能不能把你现在使用的saber传下啊。我用的2009好多都不熟悉，改变了好多，又没有教程·····苦闷··· 大师，我做了一个LED驱动电源，空载的时候有轻微的声音，加载的时候没声音。。不知道从哪里做调整。 另外想请大师指点一个问题，像我目前这种水平（如上所说），高等数学知识不是很扎实。若想在电源行业达到运用之妙，存乎一心该怎样做好自己的职业规划呢？ 这个一言难尽啊! 主要还是要理论结合实际,多思考,不要不求甚解. 必要的理论功底还是要的,但把理论上的东西和实际的物理模型建立联系才是最重要的. 还有最就是要对这个行业有兴趣. 个人意见,仅供参考. 另,本人也做的还不够好,同样也存在一些困惑...... 不好意思,不能留啊. 对不起啦. 有问题还是在论坛里交流吧. 这样呀..那我问一下.我昨晚用你上面所讲的方法算我这边EE16的变压器,是5V1A的.规格书电感量是2.5mH.IC是SDC602.内置750V功率开关管.用上面的公式Vf=Vds-Vinmax=230V. 85V时占空比取的0.6。效率65%。频率是66KHZ。为什么电感量老是算的比它大呢。还有算到后面去那些匝数的差别也是很大的。规格是初级0.2*1150匝次级0.6*111匝 反馈0.2*113匝。 要看你的工作模式是怎么设置的。你的这个电源功率只有5W，那么就算考虑效率，功率应该也不会超过10W，那么有可能对方原先的设计是按照深度的DCM来设计的。那么你按照我的方法设计，电感量就会大一些。 反激电源的变压器参数很多，不同的参数选择会有不同的结果。比如你这个电源，因为功率小，其实占空比可以取低一些，不必要超过0.5。我的那个EXCEL文档里不是提供了几种初始设计途径吗？你仔细理解一下其中的区别。 恩。我下载下来了。这次仿真的时候没有出现错误了，但是我还是不能仿真出波形。怎么回事…… 谢谢夸奖！ 正激研究的少，不敢写呀。 老师..麻烦你帮我看一下这个方案..变压器的规格是初级0.2*1157圈,反馈0.2*112圈,次级0.4*128圈,电感量3.6mH.另一个参数:初级0.2*1152圈,反馈0.2*112圈,次级0.5*122圈,电感量2.2mH.做全电压的.工作频率是61KHZ. 做出来输出纹波好大.有400mV.要求是要100以下的.怎么调都降不下来.不知道是不是变压器参数有问题.. 你确定是纹波大吗？你这个电源的功率很小吧，初级电感量都那么大了。功率应该不会大的。 那么电流就不会大，而且你输出还用了CLC型的滤波。纹波没有理由很大才对。 我怀疑你说的是噪讯很大吧？那么就要检查变压器的结构了。最好能加上屏蔽层。同时变压器两端，在输入交流整流后的直流高压正端和输出部分的地端之间加上一个Y1的安规电容。 我忘了说了，输出是12V500MA 你是设计工作在什么模式下？ 另外，检查一下反馈部分有没有问题。 把R7由10K，改成100欧看看？ .......不会吧。带IC的电路不就是这样的吗。。如果错了怎么空载负载都是正常的呢？反馈接地的地方是跟光耦那边的地线连接的。现在的情况是500MA的时候纹波400多mV，调到800多MA竟然纹波就降下来的。但是会抖动，因为是光耦那里的电阻要调一下。我想是不是变压器的参数根本就是有问题的。但是。。。我只是个初学者。变压器的计算我也只是粗略懂一点。没有什么经验的。老师您能不能帮我算一下变压器的参数看和上面的有什么区别。谢谢了~ 这个电源DCM模式。效率75%，85V~265V。输出12V500MA。 不会？ 你的采样电路怎么接的？ 你的反馈补偿怎么接的？ 额...431那里的补偿网络的确是接错了.采样电阻分压后的电压，要和431的基准电压一致是指哪里 谢谢老师提醒了我.看了一下原来是431的补偿网络接错了..现在纹波已经降到20MV了! 变压器两端，在输入交流整流后的直流高压正端和输出部分的地端之间加上一个Y1的安规电容。 老师这个起的是什么作用？因为我看到有些工程师反而是在变压器的输入地和输出地才接Y1安规电容 这两个效果是一样的吗？ 是啊，我真的不会用·· 不错，留个脚印。 让你记得我的好好人!收藏了! 收藏了！好帖子！ PFM的设计，其实也是PWM的设计，只不过是某个频率点的时候的PWM。 你按照PWM的方法来完成PFM的设计后，最好再验证一下PFM条件下，这个设计的工作在极限情况时的参数。 因为是PFM模式，故而是不会有精确的工作频率的。但你设计的时候，自己要设定一个边界条件。 同样，TON与TOFF和你采用的元件的一些参数有关系。IC是不会给你定义好的。而你自己要设计，首先必须了解反激电源的通用原理，然后再结合芯片的工作特点，才能设计出合适的电路来。 好老师，如果是我，定义成66KHZ，你决定的怎样！谢谢！ 这种PFM模式，一般是电流临界连续的，也属于CRM模式。可以参考看L6561的设计。 一般考虑到PFM模式，轻载的时候，频率会升的很高，故而满载的工作频率设定的不高。我在这方面的没有做过实际的工程案例。但我建议把最低工作频率设定在30KHz左右。 老师。有个问题想请教一下，看到这帖子中有人说变压器厂多用100KHZ测漏感。 我最近让变压器厂给打了个样。电感量500UH，漏感小于20UH。我厂用数字电桥测试，有3个档位，分别是100HZ，1KHZ，10KHZ。我用1KHZ测的漏感达到100多UH，用10KHZ测的漏感就只有几十，请问应该以哪个为标准？？？？（自己怀疑是漏感比较大，因为输出纹波是300多mV） 请教好版，负压输出的回授要怎么做啊？ 就是用稳压ICTL431和光耦PC817做，次级回授要怎么做，才可以控制初级占空比调节电源。 谢谢好版！ 那是不是说我按正电压的做，在输出的时候将输出的正负极反过来接就可以了？我现在有一款POWER输出是-48V和+12V的，两组输出都是独立的，也就是说相当于两台单组的POWER组合在一起。之前都没有做过负压的，不知道就这样反接出来行不行，请好版及各位大师们指点一下！谢谢！ 呵呵，谢谢好版，这下心中有底了！ 嗯，不用谢。 假如你的电路输出有两路独立的48V，12V，按照不同的方式对地定义，你可以得到4种输出方案。 版主，您好！我想问一下我想做一个输入72vDC输出6v16A的一个电源，您说我采用什么拓扑结构好呢？反激式可以吗？ 老师.向你请教一个头疼问题!先发图上来! 我做的12V5A电源.变压器的参数是初级0.47*1绕38T,夹层绕,辅助绕组0.4*1绕4T.次级0.47*8绕4T.初级电感量500UH.漏感18UH.. 现在就是空载的时候系统震荡,并且功率计电压跳动明显变慢.好象是系统带宽严重滞后.(输入接了个毫安表,空载时指针摆动,空载功耗2W,输出假负载1.5K电阻)负载时100VAC电压输入的时候变压器会叫.整个系统发烫还是比较厉害的.特别是TOP225. 我调了好几天了总是搞不定.不知道变压器参数有没有问题.(占空比0.45.Bmax=0.2T,用PQ2625)麻烦老师帮我看一下! 我觉得应该还是反馈的问题。带载稳定吗？ 最大负载5A老化半天电压也挺稳定的。输出纹波好大。400mV. 反馈绕组有问题还是环路方面呢？ 2个图是变压器的设计参数。请问老师怎么CCM模式损耗功率那么大？？？ 可漏感是我实测的呀~!而且我看了那本精通开关电源设计,里面讲到RCD与反射电压的比例为1.4是最合理的! 我的意思是说用来计算的漏感偏大。对于反激变压器，一般漏感不应该大于初级电感量的3%。 老师.还有一个问题.就是那变压器最大占空比取0.45.匝比为38/4=9.5 而根据Dmax=n(Vo+Vd)/[Vindcmin+n(Vo+Vd)]得出的占空比是0.48 两者得出的结果不一样.请问一个电源做出来会有些什么情况呢 两者得出的结果不一样.请问一个电源做出来会有些什么情况呢(谢谢回复) 不好说，可能结果会导致工作状态和你设计的略微会有点差异。 老师.学生请教个低级问题.这图中怎么看出占空比是多少输入电压是多少 (示波器为频率档为5uS/div.,电压挡5V/div.示波器探笔有个开关。我打为X10) Ton/T就是占空比。 老师好!学生想请教2个问题 1:反激电源变压器磁通密度取0.24T跟取0.26T结果会有什么不一样呢 2.一个变压器单单去增加初级圈数会发生什么变化 3.一个电源由于节省成本,前面滤波电容只用一个.然后在110V下输出纹波变大.输出负载电压跳动,要单从变压器改善的话要增加什么呢 1，0.24T变成0.26T，磁芯损耗会大一点点，但铜损可能会低一些，要看你具体的设计。别的没有太大不一样。 2，对于反激变压器来说，增加初级圈数，初级电感量会增加。工作模式和传递能量还有工作磁通等都跟着变化。 3，如果因为前面滤波电容太小，改变压器基本没有用。 晕。。DCM模式我也是用这个公式。错了。。。 那么DCM匝比公式麻烦老师列一下！ 要搞懂原理，不要总想吃快餐，快餐只能填肚子，没有营养。学会自己做饭吧。 您好！我想问一下输入72V直流输出6V40A，选用什么样的拓扑结构更好一些呢？ 有源箝位正激+同步整流 O(∩_∩)O谢谢 老师早上好!我想问一下.现在厂里在生产的12V1A电源.变压器初级100T,次级12T,反激电压就是106V.我把箝位电压定为160V内.一般情况下满载测得RCD电压为146~160V.但有些电压达到170~195(这一类一般过不了高压3000V).请问是不是变压器漏感差异造成的 请问这个波形是正激式还是反激的？反激和正激的波有什么不一样？怎么区别出来？这个波形是工作于那个模式？图中的显示的波形计算电源的开关频率是31KHZ吗？（示波器为频率档为5uS/div.,电压挡5V/div.示波器探笔为X10），等待老师的指导。 大神，如果能够把帖子的核心内容整理成一个文件，那就nice了 打印出来估计能印成一本小册子，直接脱销啊 感谢前辈的详细讲解，能否针对反激电源设计出份详细的手册，在附上一些实用的实例及详解，；或在论坛上开僻一个专栏， 今天又看了一遍，又有了不少新的理解，谢谢好版。。 老师，您好! 有没有一个具体计算变压器的公式呢？ 现在我基本把电源部分弄明白了，就不知道变压器怎样做，做的时候要注意哪些方面。 还请老师赐教。 看过几遍了每次都到这看看不一样的体验不一样的收获THS 同样的理由 好人一生平安！ 谢了！ 好版，帮忙看下我设计的，我感觉不对啊！ 输入85-265Vac，输出20V/350mA，效率83%，MOS耐压650，输出整流二极管400V。F=50KHz. 1.我先确定占空比0.4，CCM模式！ 2.VF=100*0.4/0.6=67V 3.Ip1+Ip2=7w*2/（83%*100*0.4）=14/33.2设Ip2=2.5Ip1 得到Ip1=0.12AIp2=0.3A 4.Lp=Vinmin*Dmax/（F*Ip）=100*0.4/(50*1000*0.3)=2.1mH 算到这里我就觉得电感量是不是大了？看到的反激变压器都没这么大的感量的。疑惑中？ 还有，计算到现在是不是可以确定匝比了？ 好老师,支持你!,期待你的佳作! 我先试试吧，看看怎么样，还有个问题呢，好版，现在计算出Lp是不是可以确定匝比？ 到时候在和好版交流！谢谢好版！ 匝比n=Np/Ns=Vinmin*Dmax/((Vout+Vf)*（1-Dmax）) =100*0.4/((20+67)*0.6)=0.766 这样算的话不对啊。小于1了。 还是那个Vf应该是二极管压降？为1V？ 那么n=100*0.4/21*0.6=3.17取为3？ 你上面式子中的Vf是二极管导通压降。取1V是个合适的选择。 怎么跟我的一样.也是很小功率的.我算出来电感值都有3.2mH了.我装上去测初级电流波形明显的快速上升.读出初级电流峰值反算出来Bmax饱和了.也就是说感量那么算的话大了. 怎么搞.再磨磁心加气息,但是这样会减少感量的,那就再加匝数提高感量那样又不好绕变压器了. 求高手 加气隙可以解决你的问题。 但更重要的是，从你的描述来看，设计有误，最根本的解决之道是重新设计。 好版：我重新算了下、 4.Lp=Vinmin*Dmax/（F*Ip）=100*0.4/(50*1000*0.18)=4.4mH 5.匝比n=Np/Ns=Vinmin*Dmax/((Vout+Vd)*（1-Dmax）) =100*0.4/((20+1)*0.6)=3.17=3.2 6.我用EFD15的磁芯，Ae=15mm^2 NP=LP*(Ip2-Ip1)/(Ae*Bm)=4.4*1000*0.18/(15*Bm=0.18)=300Ts 次级为100Ts。这样完全饶不下啊！ 好版帮忙看看哪有问题的。谢谢！ 变压器主要是圈数，电感量可以根据波形调整！ 请问老师，Iavg=(Ip1+Ip2)×Tonmax/(2×T)=(Ip1+Ip2)×Dmax/2这公式是怎么推导的，你能简单解释一下吗，谢谢 梯形面积会算吧？然后折算为整个周期的。 确实，好贴一定要顶起来！！！ 让你记得我的好，能不能给个联系方式啊，向您请教一些问题。360243796，重谢！ 二极管的反向恢复影响可以通过二极管串磁珠、加RC吸收电路、增大MOS驱动电阻等手段来减轻影响。当然，二极管也不是用的规格越大就越好。 如果是变压器耦合，那么要在变压器绕组间增加屏蔽层。屏蔽层要接到“静”的电平点。 一直没有见过串磁珠的情况（论坛上看到有人这样介绍过），是那种贴片的磁珠么？ 加大MOS的驱动电阻会不会时开通速度变慢？这样可能回加大MOS损耗而发热。 RC吸收已经用上了。二极管的规格是MBR20200CT（TO220封装，20A200V，实际设计输出是5V2A）。 变压器是三明治绕法，加的有屏蔽层（一层同皮，开口的），接在了直流电容的高压侧，通过一个2.2NF的安规电容跨接到了副边5V输出的地。 我觉得噪声太大，可能是反馈环路没有设计好。用的TL431+PC817A，431周围的参数计算很麻烦，不知道算的对不对。老师有没有经验值可以推荐一下。十分感谢！ 噪声大，不是反馈的问题。 你多用示波器看看二极管上的电压波形、MOS上的VDS波形、变压器的绕组上的波形。看看噪声源头在哪里。 另外二极管不需要这么大的。用5～8A的应该足够了。三明治绕法，屏蔽层要看你具体屏蔽在什么地方哦，要屏蔽在电压波动大的地方才可以哦。 好的，现在有点事，出去一下，下午把波形传上来，您帮我分析一下。现在用的这个二极管好像是2块钱，做实验的时候觉得不贵，就用了，以后再换，不过这个大容量的用在这有什么问题么？ 三明治绕法最里面是原边绕组的一般，之后是偏置绕组，之后是副边输出，之后是屏蔽层，之后是原边另一半。屏蔽层接在原边母线高压侧。 5V输出的噪声波形，其中尖峰高的是MOS导通时的波形。峰峰值为82mV，是整流二极管两端加了RC吸收输出接了一个大300uH的共模电感之后的波形，未接这个300uH电感时，噪声有500mV，一般情况很少见接共模电感的，多数情况接一个串模电感。 输出整流二极管两端波形：尖峰值25V，关断时耐压20V。 MOS管两端的电压波形，220VAC输入时，关断电压为406V，尖峰电压为464V。 5V空载输出为5.36V； 5V满载输出为：4.7V负载调整率很差。 有几个疑问，你的输出只有10W的功率，为什么要设计工作在CCM模式？如果是在DCM模式，二极管的振荡就会好很多。 还有，你的次级电容是否合理？比如用多个高频低阻的电解并联？如果在合适的位置用一个薄膜电容，也会有大的帮助。 还有一个问题，次级有没有用一个10uH左右的差模电感与电容构成CLC滤波结构？ 最好贴出电路图和变压器结构图，因为屏蔽层结构不合理的话，效果也不会好。 5V输出是5V/2A,还有正负15V/0.5A,24V/1A总功率时50W，所以用的是CCM。 5V的次级电容是3个1000UF的高频点解电容并联，现在没用薄膜电容，明天去买些薄膜电容试一试。 次级用的是10uH的差模电感构成的CLC滤波，之后又接一个共模300uH的LC，总输出滤波是CL1CL2C结构，一个差模电感L1是10uH，一个共模电感L2是300H。 请问那个10uH的差模电感式计算出来的，还是经验值？我看一般都用的是10uH，貌似跟开关频率和输出滤波电容大小没什么关系。现在的开关频率是60K。 这是变压器的结构图。 从你描述的电路的情况来看，似乎没有什么不正确的。10uH的电感是个经验值，目前没有看到很好的计算方法和模型。我在这篇帖子里也提到了一种计算方法，但是否有道理，目前无法验证。 不清楚你的变压器绕组中，初级部分，哪一部分是和输入端的电解相连，哪一部分是和MOS的D级相连？这是很重要的信息。 这个当时没注意，应该是：初级绕组的第1部分（变压器最里面的一层）和输入端的电解电容相连，初级绕组的第2部分(变压器最外面的一层)和MOS的D级相连，这个方式不知道对不对？绕变压器的时候没考虑这个。请指教!!! 在我看来，应该是初级第一部分接MOS的D极，然后是屏蔽绕组，再次级绕组，最外面是初级第二部分和输入端电解电容相连。 这样就可以用“静”的电平把波动的厉害的部分屏蔽掉。 如果初级的第1部分接MOS的D级，那么这个第1部分是绕在最里面还是最外面？ 最里面的一层通过偏置绕组与副边输出屏蔽，最外面一层通过特意添加的一层屏蔽层与副边屏蔽，这样能行么？ 最里面的一层通过偏置绕组与副边输出屏蔽，最外面一层通过特意添加的一层屏蔽层与副边屏蔽，是这样吧。明白了，谢谢！ 1.是不是应该把这两个屏蔽层对调一下呢。添加的屏蔽层屏蔽最里面的第1部分绕组和副边，偏置绕组屏蔽最外面的第2部分和副边输出？ 2.还有就是特意添加的屏蔽层接到“静”点上，这个静点是取输入电解电容的地，还是正极呢？ 至于调整率差，的确应该检查一下反馈的设计。 前辈能不能指导一下这个环路参数怎么选啊？ 论坛上看到很多高人说凭经验值，实验几次就能得到合适的参数，理论计算的太麻烦，而且结果不是很好。 请问您怎么看这个问题，你是一步步算还是凭经验试？希望不吝赐教。 反馈的计算的确是比较复杂。首先要分析出开环传递函数，然后才有可能通过计算来补偿。 但我们实际长通常都是用经验值来调一调。然后看空载和满载的表现，以及动态下的表现。例如开机的过冲、对负载突变的响应等。 就目前我的情况来说，主要是凭经验试。想自己算啊，但我目前工作中常用的设计电路实在太复杂了，以至于我不知道改怎么算。 还有一个办法，就是用相位分析仪帮你把bode图测出来，然后甚至他还可以帮你建议几种补偿参数。可惜，那仪器太贵了，要快30W一套呢。。。。。。 这个确实没有，我们学校的实验室也不太可能买这个东西，所以只能自己算。 能不能给些经验值，TL431+PC817A的反馈参数？用的II型补偿，双极点单零点补偿方式，UC3842内部的运放没用，直接将2脚接地了。 电路的工作频率是60KHz，150VDC-600VDC输入，输出：5V/2A，正负15/0.5A,24V/1A共49W输出功率，5V要求稳定性最高所以用5V反馈。 现在计算时取得带宽是8KHz，是不是有点大？还有就是您能大概讲一下，怎么通过观察输出电压波形：判断补偿的增益是不是够，带宽是不是够，相位是不是够？ 能给些建议的经验值么？非常感谢 这个经验值我真的很难给你建议。至于你说的观察输出电压波形来判断。我简单说说看自己的经验： 1，负载调整率不好，输出电压精度不够，是直流增益不够。 2，负载切换的时候，要振荡好几个周期才能稳定，那是相位裕度不够。 3，如果有较明显的低频纹波，那是带宽不够。 空载电压偏高，5V输出有5.7V，但是观察空载的驱动波形，每隔几十个个尖峰(占空比几乎为0)脉冲，就有一个占空比很大的驱动脉冲，不知道为什么？ 满载电压较低，有4.7V，负载调整率很差。如果是增益不够，空载的时候电压那么高没法解释啊？ 基准，TL431的参考端么？2.5V啊。 上下接的两个取样电阻都是4.7K的，上面的4.7K接到5V输出，下面的4.7K直接接5V地，中间接TL431的参考端(2.5V的基准端) 嗯，是呀。如果是这样，那么空载的时候，输出都5.7V了，反馈会把占空比拉下来，使输出稳定在5V呀。为什么会飘高到5.7V呢？你想想看。用示波器和万用表多测测几个点的信号，分析一下，反馈环路究竟是怎么工作的，为什么占空比拉不下来？ 或者如你所说，每几十个小尖峰，然后出来一个很大的驱动脉冲。究竟是什么原因呢？是误差放大器输出不稳定造成的吧。 这几天一直都在找这个原因，算了好多次TL431周围的参数，都不理想。 后来觉得用UC3842是双闭环控制，还有个电流环，是不是这有问题，才导致了空载是间歇性地出现宽驱动脉冲，空载电压搞到了5.7V。 但是电流环也没什么特别的啊，主电路上的采样电阻式0.91R，通过1K的电阻接到UC3842的3脚，3脚外接470P电容到地。一般都这么用啊。 实在找不出来空载时为啥会飙到5.7V。 斜率补偿？没有加。 这个在DataSheet中看到过，不知道怎么加，请指点一二。 误差放大器输出是否稳定？ 您指的是TL431与光耦相连的Cathode极么？这个怎么判断稳定？ 嗯，是呀，看误差放大器的输出是否稳定。如果不稳定，示波器上会看到振荡的。也许和你说的占空比的突变有联系呢。 至于斜坡补偿，你可以看TI的文档。也可以搜索论坛里的帖子。很多的。具体方法就是从CT上引锯齿波信号加在电流采样上。 哦，看到过这样加的，在UC3842的3和4脚之间加一个电容。我现在找找看。 问一下这个电容取值有什么讲究么？ 还有一个问题是，帖子上有人说TL431的K极和R(2.5V基准)极，取同一个地方(5V)的输出时，传递函数是不一样的。 正常计算的时候增益是与R1、R2有关系吧，有人说输出都接V0时，传递函数变了，与R3也有关系(具体我再找找，忘了在那看的啦)。这个增益不是20log(R1/R2)么？ 图好像有错误，R4应该接在8和1之间，光耦副边应该接在1和2之间。 上面那个图的传递函数是不是应该这样写呢？ 让你记得我的好老师能不能说说R3的取值要求啊？ 我个人的理解。R3的取值按照TL431的K极电压为输出电压一半时，光耦的初级电流刚好使输出电压为设计的额定电压。这是我个人的观点。和很多网上的算法的不太一样。 高手们做过的东西多，遇到的情况各种各样，也很复杂，一种值不能适应所有请款，所以都不能太说的太绝对。这一点我再其他方面有些体会。 可是对于反激电源的新手来说，很渴望你们自己的经验值和一般的常用值啊，即便和大多数人的不同，只要你们实际做过，能用就可以啊。 该怎么根据增益调这个电阻，很晕啊？ 您能说一下，这个R3是怎么印象放大倍数的么？怎么算R3对放大倍数的影响。 正常情况下，带宽取多少呢？ 在主电路传递函数右半平面零点（一般取这个零点频率的1/5吧）差不多的情况下，看到有取8KHz的，也有取2KHz的。 让你记得我的好老师这两天没上线么？上一下吧，急求解决问题啊。 让你记得我的好， 确实应该记得你的好，周末都不休息，还在论坛上解答各种疑问，感动啊！ 貌似肖特基的结电容都比超快速二极管大，一般是10倍啊。 还有肖特基二极管反向耐压高的，正向的电流也大。如果选正向导通电流6-8A的，反向耐压一般达不到200V，请问老师有哪些型号的肖特基建议一下？非常感谢！ 肖特基我用的少。没有太多型号推荐给你。比较常用的好像是SB系列的和MBR系列的。 例如SB820~SB8100，MBR10100~MBR40100，MBR10100、MBR10150、MBR10200等。 老师晚上好!学生请教TL431上下偏置电阻. 看到一些书籍这样讲:431工作电流不能低于1MA.假如输出电压为12V 那么431上偏置电阻为:12V-2.5(2.5为431基准电压)/上偏置=1MA 不知是不是这样取呢 老师,请问这波形说明了什么 呵呵，连这是什么地方那个的波形，你都不说，我哪知道这个波形说明了什么？ 假如是MOS的VDS波形的话，说明：工作在DCM状态、变压器漏感极小。 这个是肖特基两端的波型,那里那个缺口代表什么意思呢 我是负载的时候测的波形!! 老师你在吗 RCC实际上是工作在DCM模式．我用能量转换的角度帮你验证一下你的方案.不一定对,仅供参考. 假设最低输入直流电压是107V.Freq=65KHz,D=0.5;Lp=2.1mH 则Ton=1/65KHz*0.5=7.7uS 初级最大电流Ip=107V/2.1mH*7.7uS=0.392A 初级功率P=1/2*0.392^2*2.1mH*65KHz=10.48W 恩，我可否问一下，好多工程师计算方法和都不一样，是不是条条大陆通罗马，他们计算的方法不一样的话，数据差别会不会很大？ 条条大路通罗马。计算方法不同，但只要设定的工作状态一样，数据会很一致。 对于变压器是否饱和，最终的决定因数就是B=Bdc+Bac+Br是否达到Bmax，其中前两项可以通过Lp*Ip=Np*B*Ae计算得到去验证。对于反激DCM模式，前边的式子里去掉Bdc，由式E=1/2*Lp*Ip^2，因为输出功率Po是恒定的，因此在输入电压变化时，Lp*△Ip=Vin*Ton也是恒定的，变压器是否饱和的情况也相同；而对反激CCM模式，经过推导可得Ip=Po/Vin*D*η+Vin*D*T/2*Lp，不在Vin*D最大或最小时获得。可以认为,仅从变压器是否饱和是无法解答此问题的。 我觉得是因为低端有效电流大，发热更严重，不知是否正确。 因为设计的可靠性要求，总是按照整个输入范围内的都能保证可靠性来实现的。 在低压输入的时候，整机效率偏低，那么输入电流就偏大一些。按照最低电压输入来设计可以保证电压高的时候也能正常工作。 发热是一个因素，但我觉得不是主要原因。 谢谢耐心讲解。设计的原则我是知道的，必须在整个工作范围保证可靠。 低压整机效率低，我有异议，我现在主要做小功率低压DC/DC电源，效率基本是低端偏高的。当然，这个与具体的设计有关。我们在计算元器件的时候，总是选择最恶劣的情况去计算，就不必在增加很多繁琐的核算过程。最初从各电源书籍上学习，反激设计变压器时，一直低端来算，因为水平问题，也没深究过。现在想想，还真是没明白其所以然，查了手里的资料也没有结果，只能一问到底。 或者这样说,在频率f和D已经确定的情况下，Ton也就确定了。 而Ip=Vin/L*Ton,假设f=50KHz,D=0.5则Ton=10uS，假设L=1mH 则Vin=200V时Ip最大可以达到2A。 而Vin=100V时Ip最大只能有1A。 Ton当然是变化的......... 100V输入的时候是0.5,200V输入的时候肯定不是0.5了。 你说的对.......但是有个前提,就是在输出一定的条件下.否则,就很难讲了....但这不是我们在讨论的话题.当输入电压或者负载变化的时候,占空比D会自动调节以保证输出电压稳定,这是PMW的基本原理.......无需讨论. 我们是在讨论如何设计电源.为什么要在低电压的情况下来计算......请仔细阅读前面的帖子.........顺便提醒一下,设计电源的时候我们通常会考虑最大负载,以及最大占空比的情况下来计算....这点没有疑问吧 为什么选占空比最大这个问题问得有点出乎意料..........所有的电源书上的计算都是基于最大的占空比.所有论坛的帖子上介绍的计算方法也都是在最大占空比的情况下来计算...... 与其回答这个问题,不如先问你一个问题..........为什么我们在设计电源的时候总是选最大负载的情况下来计算呢 前辈，您好！我现在在模仿一款安森美芯片CS51221的电路设计。但是我发现其中有个地方，让我很是疑惑。 电路图如下电路图 其中反馈部分，我个人觉得有问题反馈部分 芯片资料上显示如果Vcomp引脚的电压升高，占空比也会升高。 而此电路设计的是如果输出升高，VCOMP引脚的电压会升高，那么根据芯片资料占空比也会升高，输出电压就不会降低。我很疑惑，不知道是自己分析错了，还是电路图有问题。 楼主电源强人！向你看齐！ 电路图错误。 这么接的话，输出是正反馈了。 好老师，请帮忙看一下是否合理！ 100-240V输入 12V2.5A输出 纹波小于60mv eff:80%min 用efd25,现在变压器设计成np:57,ns：6,nf:9L:910uH, 高手看一下！ 大多数情况下是测塑封面。安全些。但是计算结温的时候，要考虑塑封面到结的热阻。 到这个帖里看看： 非常好的理论知识，谢谢了！ 好资料努力学习中 谢谢了，学习 大师们好： 此贴看过若不回，真的说不过去！讲的非常非常的详细，而且生动形象，非常敬佩好版！ 请教一下老师 在确定原边电感时，一个特定的原边电感取值是不是对应一个特定的Krp和Ip2.或者说不能将原边电感值取得比计算值大很多，否则会导致Ip2和Krp的降低。 线径的选择标准是不大于两倍趋肤深度。同时，电流密度可以按照4～5A/平方毫米计算。 如果由于趋肤深度的限制，单根线的截面积不够，可以用多根线并联。 好老师，好贴，好好学习ing! 楼主真是好心的高手啊 我在做UCC2881040W一，24V二，48v三，115v变压器绕制出问题，以前的一个工程师走了，磁芯是PQ25/20的原来的变压器设计是初级35圈次级12T22T50T 但是还是有些问题不对，人家走了，问都没有人问，刚入门的请教版主了，谢谢 各位前辈，你们好！有空的时候能帮我看看下面得计算过程吗？我是按照《精通开关电源设计》上的例子来算的。 98W的常用输入（220+-20%）反激变换器，欲设计输出为5V@10A,12V@2A,-12V@2A.设计开关频率为f=150Khz，效率>=0.7。 1.确定Vor与Vz 最大输入电压时，加在变换器上的整流直流电压Vinmax=1.414*Vacmax=1.414*264=373V. MOSFET用额定电压为600v的，故在Vinmax处必须保留至少30V的余量，故漏级电压不能超过570V。 Vin+Vz=373+Vz<=570v 得Vz<=197V,需选择标准的200V稳压管 Vor=Vz/1.4=0.7Vz=0.7*200=140V 2.匝比 假定5V输出的二极管正向压降为0.6V，则匝比为n=Vor/（Vo+Vd）=140/5.6=25 注意到12V输出电压通常需要经过后级线性调整，故必须使变压器提供高于输出（12V）3-5V的电压，这里取3V.可得12V输出的匝比为140/（12+3+1）=140/16=8.75。其中1V为二极管的正向压降。 3.理论最大占空比 变换器最小直流整流电压为Vinmin=1.414*Vacmin=1.414*176=249V。 故最小占空比D=Vor/（Vor+Vinmin）=140/（140+249）=0.36。 4.输入电容 因为效率为0.7，故输入功率为98/0.7=140W。根据经验，电容值一般取3uf/W，故140*3=420uf，故使用标准值为470uf的输入电容。 5.一次与二次有效负载电流 故将98W的输出功率集中在一个等效的5V输出上，则可得5V负载电流为Io=98/5=19.6A。 一次输出电压为Vor，负载电流为Ior，其中 Ior=Io/n=19.6/25=0.784A。 6.占空比 Pin=Po/0.7=140W于是可得平均的输入电流Iin=Pin/Vin=140/249=0.56A。 又因为Iin/D=Ior/（1-D），得D=Iin/（Iin+Ior）=0.56/（0.56+0.784）=0.42，此占空比值更为准确 7.一次和二次电流谐坡实际中心值 二次电流斜坡中心值（集中功率时） Il=Io/（1-D）=19.6/（1-0.42）=33.8A。 一次电流斜坡中心值为Ilr=Il/n=33.8/25=1.352A。 8.峰值开关电流 Ipk=（1+r/2）*Ilr=1.25*1.352=1.69A。r取了0.5 9.伏秒数 10.一次电感 Lp=Et/（Ilr*r）=697.2/（1.352*0.5）=1031.36uh 11.磁心选择 Ve=0.7*（2+r）^2*Pin/（r*f） =0.7*2.5*2.5*140/（0.5*150） =8.17cm^3 于是开始选择这个体积的磁心。在EI-3530中Ae=1.22cm^2，le=6.8cm，Ve=Ae*le=1.22*6.8=8.296cm^3 稍大于所需尺寸，但能满足要求 12.匝数 B=LI/NAT N=(1+2/r)*Von*D/(2*Bpk*Ae*f)=( 1+2/0.5）*249*0.42/(2*0.3*1.22*10^(-4)*150*10^(3))=47.6匝 5V输出二次绕组匝数为ns=np/n=47.6/25=1.904，取ns=2匝 根据相同的变比np=25*2=50匝。 12V输出绕组匝数通过计算得 ns_aux=(12+1)*2/(5+0.6)=4.64,取5匝 13.Bpk=（47.6/50）*0.3=0.2856，对于一般的铁氧化体磁心，B>0.3T可能会饱和 假设磁通的变化范围为Bd=2*Bac=2*r*Bpk/（r+2）=1*0.2856/2.5=0.11424T 14.磁隙 L=u*uo*Ae*N^2*H/(Z*le)，其中Z=（le+u*lg）/le Z=u*uo*Ae*N^2*H/(L*le)= 2000*4*3.14*10^(-7)*1.22*10^(-4)*50^2/(1031.36*10^(-6)*6.8*10^(-2))=10.9245=11 Z=（6.8+2000*lg）/6.8得lg=68/2000=0.35mm 15.线径 初级线径=1.13*（I/J）^0.5=1.13*(1.352/4)^0.5=0.657mm 其中J取了4A/mm^2 5V次级线径=1.13*（Io/J）^0.5=1.13*(17/4)^0.5=2.33mm 12V次级线径=1.13*（Io/J）^0.5=1.13*(3.66/4)^0.5=1.08mm 上式中的3.66=5.6*17/（13*2）A 有好几个问题不是很清楚 1.我算出了磁隙，但是具体做的时候应该怎样控制啊？ 2.最后的计算我得到了线径的大小，但是最小的也有0.657mm。如果按照师长同志提供算 趋肤深度=75/SQRT(f)毫米=75/150000^0.5=0.194mm，选择线径是否只能选半径<=0.194mm型号的线，如果是这样的话，那对于我算出来的后两个线径不是要好多根线一起并绕，这样不是很难绕吗？ 小弟是位在校生，第一次做电源，希望大家赐教，谢谢！！ 呵呵，理解正确。 版主好呀我举个例子 输入全电压 输出19V/2A38W 变压器RMO8AE=64 F=67KHZ 怎么有些电源是用 51:10:7这个温度太高120度 35:7:4这个还在研究 变压器是按好绕性吧 我想问下，对于反激开关电源的反馈可否不用光耦啊，只是用一个普通的运放（比如说lm358），一端接参考电压，一端接输出端的分压电阻的采样端，运放接成负反馈的形式将输入端得差值进行放大，放大后的信号接到TL494的3脚（也就是TLTL494的反馈PWM比较器输入端），进行占空比的控制。 或者直接将494内部的放大器代替上面外接的lm358，应该也可以吧？ 用光耦的目的，是为了绝缘的同时还能够传递信号。如果你的设计不要求绝缘，当然可以不用光耦。 控制IC内部的误差放大器当然可以代替外面的运放的。 还有，你上面变压器的测试，用10V，50HZ的正弦波，是依据什么来的？你设计的是高频变压器，还是低频变压器？ 具体的变压器结构工艺，建议你去变压器制造专区去看看吧。 谢谢您的回答，我设计的是高频变压器，之前之所以用50hz的测试是自己确实没有经验，第一次做电源。 在理论上，如果变压器没有漏感的话，那么其他绕组的输出和带反馈绕组的输出电压是和匝数成比例的。 其他的回路，和带反馈回路之间的漏感越小，输出的稳定性越好。 但实际上绕组间存在漏感，所以多路输出的存在一个交叉调整率的问题。很难避免，只能通过设计变压器减小绕组间漏感或匹配绕组间漏感来减轻影响。 关于反激反馈的问题我做反激的反馈回路，也就是采样5V输出端得电压（采了四伏的电压，10K：40K），反馈用到的放大器是我的PWM控制芯片TL494内部的一个，接成了放大系数为1的负反馈。放大器的正极输入是TL431提供的2.5V基准电压。我的思路是：稳定状态下采样点的输入电压是4伏（用Vi替代），假设放大器的输出电压为Vo，则Vo=2.5--Vi+2.5=5-Vi=1伏，根据494内部的三角波的最高电压峰值为3.7V左右，故此时的占空比大约为1/3.7=0.27。而根据我设计变压器时计算的最大占空比为0.42.我想问下，我这样的系统能正常工作吗？ 前辈，今天我给自己做的第一个电源上电了。结果啥反应也没有，我描述一下我的电源，希望前辈能指点指点。我设计的反激电源有三路输出，+-12V/2A,+5V/2A，开关频率为50khz。假设效率为0.7，得到变压器的初级绕组有125T，次级绕组为12T和5T，辅助绕组用了12T。磁芯是EI40。输入电容为150UF /450V.开关管用的是K2714好像耐压值高达900V，不过设计的时候我是按照600V设计的，那余量是相当的大了。开关芯片是TL494，反馈如上贴所示。 1.测试时，我一开始用的时0.5A的保险丝，电路毫无反应，我测了初级绕组的电压，高达316V，开关管的DS电压也是316V.我只焊了5V和辅助绕组两路输出 输出电压为零。我想原因可能是494未能起振工作。不知是否如此 2.再次测试，我想既然可能是494未工作，那我就外加12V的电源供494工作。 于是我接好线，先插上了自己的电源，无反应，当我接上外接的12V电源时，保险丝立马烧断了 3.看了些资料，有人说刚开机时，电流较大，所以我怀疑是我的保险丝太小了（0.5A），故换了大的（开始以为换了2A的，后面看了是8A的），可这次我刚上了自己电源上的电，就听“啪”的一声，保险丝好的，插电源的电源线烧断了。 小弟第一次做电源，经验不足，望赐教！THANKYOU! 下面是我电源的图片，布线好搓， 没有原理图，怎么帮你分析 建议你单独发个帖子，让大家一起帮你看看。 大师，我有个麻烦能帮我看下吗。 这里输入是85VAC-265VAC经过整流滤波后的电路。输出是12V1A。频率60K。变压器EI22,NP157,NS21,NR30。磁芯TP4 问题出在整流管1N4007。不停的击穿，而且击穿了照样正常工作。 后来再4007后串了个0.1欧的采样电阻，测得有5V的电压突刺，波形为阻尼震荡。1N4007最大承受正向电流为30A。可是这个这么大的电流尖峰哪里产生的呢。能帮分析下产生原因吗？谢谢 4007是防止接反吗？不要效率不更高。4007正极接个大点滤波电容或电感看看。 请问管子的选型，我用IRF840工作40度下出现断续，而用FQP6N80C工作30度就出现断续情况，不知道管子的什么参数容易出现此类问题。问题波形附于下表。 老师，你好！CCR模式与Flyback有什么区别吗？我是初学者，烦请老师赐教呀！ 好师傅，帮我看看这两个仿真吧，一个是开关电源的仿真，就是前面几个帖子的仿真，另一个494的仿真，pwm波尽然是三角波，不知道是什么原因。开关电源的仿真根本就没有结果，烦恼了几天了fanji_dianyuan 这个帖子不错 好贴，望斑竹再接再厉 感谢版主 楼主讲的灰常的好，但如果可以把如何选择和设计变压器的一些过程和经验整理成文档供大家下载学习就更好了，因为现在网页大，太卡了 精华！真的是精华！镇网之宝！期待这样更多的精华！让我们这些刚入门者少走弯路！ 呵呵，终于看完一遍了，明天继续第二遍，感谢楼主的无私奉献，以楼主为榜样，好好学习。 麻烦师长帮我看看。设计一个LED的8W左右的恒流反激电源，恒流输出200mA，输出电压在40-45左右；输入电压90VAC-260VAC，用的是viper22a的IC，恒定开关频率在60K，内部MOS耐压在700V。 设计是按照《精通开关电源设计》一书来算的，我把最大占空比定在了比40%大一点，初级反射电压算的是95V，这样初次级匝比在2.1左右，中间计算步骤有点多，我不详述，我最终算得的初级电感有近10mH，因为平时见到的都是几百个uH的，所以对自己的计算值很质疑。 后来按照你帖子里的步骤重新算了下，断续模式下我的Ip2-Ip1约为0.5mA，代入Lp=(Vinmin×Dmax)/(fs×(Ip2-Ip1))，算得大约是1.6mH，感觉还是有点大。 因为是第一次设计变压器，经验少，所以一看到初级电感偏大，自己有点拿不定主意，我现在想问的问题是：1、对于计算得来的电感值偏大（超过1mH），尤其像我刚才算得10mH，通过减小气隙是不是一定能实现这么大的初级电感？2、对于不同方法计算得来的初级电感，我在选择时除了考虑初级电流大小引起损耗不同、电流检测信号强度不同以及由此引发的抗干扰能力不同、铁心尺寸不同这几个因素，还有哪些可以当做评判依据？3、如果你遇到这样的两种情况，你会偏向于选择哪一种，说说你的理由？ 一口气问了这么多，希望楼主哪天有闲心，能帮我解答下，当然我也会自己主动去解答自己。期待你的答复 小功率，尤其是小电流输出，都是电感量比较大，只要工作模式对就没事，功耗大不了多少 斑竹，您对电源的研究很牛逼啊，怎样才能达到您这样的水准啊？ 顺便能否透露一下，目前在哪高就啊？一直都在从事电源方面的工作吗？以斑竹的条件，待遇肯定很好，膜拜···斑竹 顶一下！！！ 急招硬件工程师： 我司位于沙井，大型电机制造公司，专业做无刷控制器，急招硬件工程师，电源类皆可，手下带2-3个人，公司提供食宿，工资面议，有意向者请速联系。联系人：王生 反击一下真的好，支持师长 你的做粗来了不 BZ能不能以实例来解说啊比如说output5v3A的变压器如何计算啊 /只看楼主 很不错的帖子，得好好整理一下！ 楼主大公无私，方便了我们这些做电源的，真心的说声谢谢了，有时为了一个案子，有人指导一下，有时真的会感激一生、铭记在心 每一遍，都有新的收获！绝对好贴 我也没看到，怎么回事啊 我只能说我真的太惭愧了，很对不起楼主老师的付出，看了以后学了很多东西。希望老师再发新贴带着我们学习啊