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2016.02.27
第一章
1.1简介
1.2.6通过电抗元件获得高效率
现代开关电源效率高的根本原因是电容和电感的有效共同使用。
电容和电感被归类为电抗元件，因为他们具有独特的储能作用，该功能使其不发生功耗（本身不消耗能量），仅将所获得的能量储存起来。
电容储存的能量成为静电能量。
电感储存的能量成为磁能。
1.2概述和基本术语
1.2.1效率
经验表明，温度每升高10°C，系统失效的可能性就会加倍。因此，作为设计人员的技能之一就是尽量减小温升，由此提高效率。
1.2.2线性调整器
低压降调整器，英文缩写LDO，一般认为最小压降约为200mV或者更低才能称为LDO。而传统线性调整器的压降通常约为2V，还有一种中间类型称为准LDO，其压降介于两者之间，约为1V。
线性调整器的优点在于非常安静，没有噪声，也没有电磁干扰（EMI）。
通常，开关调整器在输入和输出端都需要接滤波器来减小噪声，因为这些噪声与邻近设备相互干扰，并可能引起故障。开关变换器仍需要接入电感和定容组合的滤波器，有时甚至需要更多级滤波器来进一步衰减噪声。
1.2.3通过使用开关器件提高效率
实际开关过程有损耗，原因之一在于晶体管不可能完全地导通和关断，当它导通时，晶体管上有很小的压降；当它处于关断状态时，仍有很小的电流流过。另外，器件的开关不是瞬时完成的，半导体器件的导通和关断的状态转换通常需要一个过程。在此区间，V*I不为零，产生了额外的损耗。
半导体器件极大地增强了变换器的可靠性和使用寿命。其最大优点是它不像机械开关那样有物理惯性，从而能够在导通和关断两种状态间非常迅速地重复转换。
书中提到：“开关变换的速度几乎完全由外部驱动电路的功率和有效性确定。”为什么是驱动电路的功率啊？（疑问）
1.2.4半导体开关器件基本类型
NPN型晶体管比PNP型晶体管使用广泛的原因是价格低廉。
MOSFET为电压型控制
BJT为电流型控制
现代MOSFET在其导通和关断的转换过程中也需要有一定的门极电流。
BJT通常更适合于大电流装置，因为其导通压降是一常数，甚至在电流很大时也不变。这很大程度上降低了开关损耗，特别是开关频率不太高时效果更明显。MOSFET的导通压降与通过的电流成比例，当负载很大时其导通损耗就很大。
IGBT适合于较低频率，大电流装置，其驱动比BJT的要简单的很多。
1.2.5半导体开关器件并非理想器件
开关器件导通时会有虽小但不可忽略的正向导通压降，这将产生较大的导通损耗。
若有降低晶体管的正向导通压降以减小导通损耗，就可能造成开关转换速度变慢，从而增加损耗。
无论在开关导通或关断时改变开关状态都会使得输入与输出有效隔开，但是输出端负载总是乣连续的能量供给。因此需在变换器一定位置引入储能元件。
电感能限制电流上升速度而没有功耗，电感与电容配合后最终可以限制电容的浪涌电流，因而电感成为我们最后的选择。
续流二极管别名：钳位二极管，换流二极管，输出二极管。
1.2.8基于LC的开关调整器
谐振拓扑，这类拓扑的开关频率需调整，而设计者通常希望调整器频率能够恒定。
实际上，任何变频的开关拓扑都将产生难以预测的不同频率的电磁干扰和噪声。为减少这些危害，需要使用相当复杂的滤波器。因此，谐振拓扑在商用领域未能得到广泛应用。
1.2.9寄生参数的影响
实际应用中电抗元件的温升可归因于其自身固有的低值寄生电阻的热损耗。
类似，实际电容除含有基本参量电容C，也含有少量的等效串联电阻（ESR）。
器件的正向导通压降一定意义上也可看做串联寄生电阻产生的导通损耗。
为提高效率，通常应最大程度减小所有这些电阻性或电抗性寄生参数。他们是妨碍变换器达到100%效率的首要原因。当然，要保证其合理性和性价比。
正常工作条件下，电压控制开关调整器实际上市依靠输出电容寄生的等效串联电阻(esr)来将强环路稳定。
这句话什么意思，谁能给解释一下，谢谢！（疑问）
一定的寄生电感在开关导通瞬间起很好的作用，开关的寄生电容在开关关断瞬间是有益的。
1.2.10高频率开关时产生的问题
某些损耗随温度升高而增加，如MOSFET的导通损耗。
铝电解电容随温度升高损耗降低。因为其ESR随频率升高而减小
选择高开关频率的首要原因仅是使变化器能在超过人的听觉范围的频率上工作。
另一原因是最大程度减小电源中器件的体积。电感尺寸与开关频率成反比。
限制频率提高的卫衣原因是开关损耗，开关损耗与开关频率精确成比例。
热管理是良好的电源设计最重要的目标之一。
铝电解电容随温度升高损耗降低。
其实不一定，铝电解温度升高，容量下降，输出纹波增大，效率也降低了
这就要看Resr降低多少
1.2.11可靠性，使用寿命和热管理
热管理的含义是尽可能吸收电源散发到四周的热量，从而降低其温度。
可靠性按正弦指数衰减。
温度没升高10°C，失效率加倍。
延长使用寿命与提高可靠性的方方是降低电源中元件的温度以及电源内部环境温度。这需要外壳痛风性好，在PCB上多装散热片，甚至内置风扇将热空气排出，当然，也要考虑风扇得失效率和使用寿命。
某些损耗会随温度的升高而减小，但是企图以提高温升来实现效率的提高和性能改善的想法是不可取的，因为温升会显著影响系统的稳定性。
一个优秀的设计师最终平衡考虑可靠性，使用寿命，成本，性能，尺寸等因素，做出合理的选择。
1.2.13技术进步
肖特基二极管它有很大的漏电流而且最大反向电压不超过100V，虽然导通压降低。
功率变换的三种主要拓扑BUCK，boost，buck-boost。
1.3.2电感电容充电/放电电路
对偶原理：电容可以视为电感的倒相（镜像），因为两者的电压-电流方程可以相互转换，只需将电压，电流互换即可。
对偶原理--是由电路元素间的对偶性归纳出的基本规律。内容为：如果某些电路元素决定的关系成立，则把这些电路元素用各自的对偶元素置换后得到的新关系亦必成立，而且这新关系与已有的关系又相互对偶
电感感应电压依赖于电流的改变，电流必须改变才能产生感应电压。
开关关断阶段电感电压完全由电流决定，电压波形完全遵循电流波形而非其他因素。
1.3.7对偶原理
对偶原理描述两个外观不同电路之间的转换，当电流和电压相互影响时这两个电路具有相同特性。对偶转换仅适用于平面电路，涉及拓扑中元素变换：电容与电感互换，电阻与导纳互换，电压源与电流源互换。
V=L*di/dt（电感方程）
I=C*dv/dt（电容方程）
1.3.9电感放电阶段
突然断开电感，电感电流迅速下降，在开关两触点间产生电弧，这儿电弧一直持续到电感中储能为零，这是汽车火花塞和相机闪光灯的原理。开关两触电间电压等于感应电压与外加直流电压之和。
若使电感电流迅速降为零，会在电感上产生很高的感应电压。
1.3.10反馈能量和续流电流
电感储能和其流过电流有关，开关关断期间有感应电压和电流，感应电压引起感应电流逐步下降，感应电压越高，电流下降越快。V=L*di/dt。
DCM-断续模式，在DCM中电流波形有一段为零，计算平均电流需要更详细的计算公式，这是DCM方程看上去如此复杂的根本原因。尽管变换器工作于DCM比CCM有更多优点，但是很多工程师仍然有意忽略DCM。
CCM连续模式
BCM临界连续模式，变换器不能设定其工作频率。
MOSFET的导通压降远低于二极管的压降。同步拓扑不需要分析复杂的DCM方程。
1.3.14伏秒法则，电感复位和变换器占空比
1.3.15半导体开关的使用及保护
设计变换电路，选择开关器件，然后PCB，特别注意危害开关器件及其他半导体器件的电压尖峰，有时需要缓冲电路。常用限流电路防止开关盒变换器过流。
3843的3脚就有这个功能吧？限流电阻。门限1V
1.4通过二极管控制感应电压尖峰
产生电感电压尖峰的原因是电路中无法提供电感电流所需回路，从而在开关上产生电弧以维持电流续流。
输出电容会增加开关关断时期电感电压Voff，从而增加电感电流下降斜率。
1.4.6开关节点
在开关器件与二极管之间设置的电感电流换流节点成为开关节点。
设计PCB时需特别注意防止在开关节点处布过多的铜丝，否则它可能成为电磁场天线，向四周辐射射频干扰，输出导线会吸收此干扰并直接传递到输出。
1.4.8buck-boos电路的性质
是唯一的纯“反激式”拓扑，从输入传递到输出的所有能量必须先储存于电感中，其他电路都不具有此特性。
任何变换器中二极管电流都为脉动电流。
发热损耗与电流RMS值成比例，脉动电流RMS值很大，降低了BUCK-BOOST电路的效率。同时会在PCB上产生相当大的噪声和纹波，需要在输入和输出端安装滤波器。
输出电容平均电流一直为零，稳定工作时流过电容的电流必须为零。对偶原理，和电感类似
基本设计理论表明电感电流峰值约为其平均值的1.2倍，因此选择电感式要确保其额定电流值至少为1.2*IL
第一章就到此结束了，第二章开始了
第二章
DC-DC变换器设计与磁学基础
开关电源的磁性元件设计/选择除了对变换器的整体性能和体积起决定性作用外，还影响到其他想关功率器件的选额和价格。
对于离线式电源设计，除了使用电感之外，不可避免的采用一个隔离变压器。
变压器的高频效应：集肤效应好邻近效应。
我们经常以最恶劣情况来选择功率器件，以保证它们能在应用中安全运行。
设计具有一定功能的开关变换器是不难的，但是要把它设计的性能良好却不是一件容易的事。
D=Vff/(Von+Voff)这个公式，对所有拓扑，占空比都是相等的。
Von代表开关导通时电感电压
Voff代表开关关断时电压
BUCK，BOOST，buck-boost的传递函数之所以不同，是因为他们的Von和Voff的表达式不同。
表达式见上表，我拿EXCEL弄得，不清楚地方大家见谅。
2.2电感电流波形的直流分量和交流纹波
V=L*di/dt可得▲I=V*▲t/L.
电感电流的纹波值▲I完全取决于伏秒数和电感量。讨论它的伏秒数和讨论它的▲I是等效的。
伏秒数有什么决定的？
取决于输入/输出电压和开关频率。
只有通过改变L，f或者D才可改变▲I，没有其他方法可以改变电感电流纹波。
Idc成为电感电流的均值，定义为纹波电流对称轴处的电流值。
Idc仅决定于传输能量--即维持相应的输入/输出电压和输出功率所需的平均能量。
改变电感L不会影响到Idc
改变频率f也不会影响到Idc
对于BOOST和BUCK-BOOST变换器，改变占空比D会影响Idc。
Idc=Io（buck）
Idc=Io/（1-D）(Boost.buck-boost)
对于buck变换器，其输出和滤波电感串联，因此滤波电感的平均电流必须等于负载电流。然而，对于BOOST和BUCK-BOOST变换器，输出与二极管串联，所以二极管的平均电流等于负载电流。
前文提到，所有二极管的电流都是脉动的。
改变BUCK电流滤波电感平均电流IDC的唯一方法就是改变负载电流。但是，在BOOST和BUCK-Boost电路中，Idc还取决于占空比。这就导致这两种拓扑的磁性元件设计和Buck有很大的不同。
对于这三种变换器，滤波电感电流的直流分量和负载电流均成正比。
总结：对BOOST和buck-boost电路，改变占空比会影响Idc（书中这里貌似有点错了，他的原文是“对BOOST和BOOST-BUCK电路”）
对所有的拓扑，改变占空比都会影响电感电流纹波▲I。
增加电感值和增大开关频率都会使电感电流纹波减小。且不影响Idc
问题：怎样区别某拓扑是否为“BUCK衍生电路”？(疑问)
输出电路有LC滤波器，是这个原因么？(疑问)
2.3交流电流，直流电流和峰值电流的确定
r称为电流纹波率，通常，不论是何种拓扑，也不论变换器的开关频率及其应用条件如何，r取0.3-0.5之间的值是比较合适的。设计变换器时首先要确定r。
磁芯损耗仅仅由电感的交流电流▲I决定，而与其直流电流Idc无关。
所有变换器中，电感峰值电流，开关峰值电流，二极管峰值电流都是相同的。
峰值电流是电感电流最重要的电流量，不仅是热量和能量，还是能够瞬时破坏开关的潜在因素。
电感电流太大，磁芯容易饱和，会哟很大的电流产生。
峰值电感电流是电感电流波形中最容易使磁芯饱和的电流值。
2.4认识交流电流，直流电流和峰值电流
对于buck电流，因为在开关管导通和关断都有能量通过电感传递到输出端，因此电感的平均电流必须一直和负载电流相等。
Boost和BUCK-BOOST电路中，能量尽在开关管关断时通过二极管传递到输出端，因此，二极管的平均电流必须和负载电流相等。
2.5最“恶劣”输入电压的确定
是峰值电流达到最大的输入电压为最恶劣输入电压。
占空比D宽相当于低输入电压。
对于BUCK电路
buck电流中滤波电感的交流电流随着输入电压的增加而增加。
峰值电流也随着输入电压的增加而增加
要在最大输入电压Vinmax下来设计BUCK电路
对于BUCK-BOOST
电感的直流电流随输入电压的增加而减小
要最小输入电压Vinmin下设计BUCK-boost电路
boost电路在最下输入电压Vinmin下设计BOOST电路。
2.6电流纹波率r
电流纹波率r,它是电感电流的交流分量与其相应的直流分量的比值。即r=▲I/IL
r的有效范围为0-2，r等于0，电感量无穷大，r=2，变换器工作在临界连续模式（BCM）
对于任何场合，r取0.3-0.5为合适的，最好选0.4
电感磁芯的能量处理能力与电感值和峰值电流的平方成正比
2.10频率对电感量和电感体积的影响
电感量与频率成反比
电感的体积与变换器频率成反比
电感额定电流与频率无关。
电感量与负载电流成反比
电感的体积与负载电流成正比。
2.13在给定应用中我们需哟考虑哪些电感电流额定值
如果用内部集成开关管的IC控制器，PCB寄生电感将抑制电流的突然变化
若把若干个MOSFET并联，在大电流场合，问题会更严重。
2.15实际例子
以boost变换器为例，若输入电压12-15V，输出电压24V，最大负载电流2A，开关管频率分别为100khz，200khz，1mhz，那么在每种情况下，它最适合的电感量分别是多少？各种情况的峰值电流分别是多大？能量处理的要求是什么？
有没有大侠可以谈谈自己的想法啊，长辈们都不关心我们这帮小辈了。
首先需要考虑的是，对于此拓扑（BOOST，包括BUCK-BOOST变换器），输入电压最小时是其最恶劣的情况，因为此时占空比最大，并且平均电流IL=Io/（1-D）最大，所以设计中，完全不用考虑Vinmax。
占空比D=（Vo-Vin）/Vo=(24-12)/24=0.5
IL=Io/(1-D)=2/(1-D)=4A
假设电流纹波率为0.4，则Ipk=IL（1+r/2）=4*（1+0.4/2）=4.8A
峰值电流不收开关频率的影响，选额定值为4.8A的电感即可，不用考虑频率。但是，电感体积随频率变化而变化，因为体积是1/2*L*Ipk*Ipk，电感量随频率变化而变化。
选定r之后，对于BOOST电路有Von=Voff，因此开关频率为100KHZ时候，L=Von*D/（r*IL*f）=12*0.5/(0.4*4*100*1000)=37.5uH
当f=200Khz时，得到的结果是改值的一般，即18.75uH
当f=1MHZ时，得到的电感量为3.75uH.
因此可知，频率越高电感量越小。
这是我们在学理论的同时，做的一个buck变换器，输入DC12，输出5V,1A。负载调整率和电压调整率都接近零。
BOOST升压电路，输入DC9-15V，输出DC18V。
buck-boost变换器，输入DC9-15V，输出12V。反极性变换器，输入输出反向。
正弦波推挽逆变，输入DC10-14V，输出36VAC，1A。
做的比较小，因为学习原因，只是了解一下原理和工作过程，没有做大功率的。
但是也遇到了很多的困难。
还剩下点问题没有解决，负载加重的时候，变压器会响。同时，输出电压也会下降1V多。
该BOOST方案中：开关频率为：100KHZ;200KHZ时，采用常规的PWM控制IC可以实现，优选电流型IC，如果为：1MHZ时需要选用专用的控制IC,或者选用专用的BOOST模块。
2.15.2确定r需考虑的连续导通模式
变换器进入DCM模式，那么变换器内部很多东西会突然变化。例如占空比就会在负载电流减小时迅速地变窄。DCM下变换器的相应速度也会变慢。
这里说到的，为什么会变慢？不太理解，谁能给解释下
噪声和电磁干扰(EMI)分布也会突然变化。
设计者总是希望能够避免进入DCM工作模式。
有三种方法来使变换器进入临界连续（BCM）或者断续模式（DCM）：
1，降低负载2，选择小电感3，增加输入电压
对于所有拓扑，所有模式
r=Von*D/（IL*L*f）
任何变换器中，输出电压首先和内部参考电压做比较，然后两者的差值经误差放大器滤波，放大与翻转，误差放大器的输出作为脉冲宽度调节。
斜率补偿，这是公认的解决电流模式中宽窄脉冲交替出现的最好方法。
对于解决电流控制模式的次谐波震荡。
斜率补偿的斜率等于电感电流下降斜率的一般，或者更多。
次谐波震荡只在CCM模式下发生。
L*IL=Et/r（任意拓扑）
形象表达L*I=伏秒数/电流纹波率（任意拓扑）
增加电流值，必须减小电感量。
2.16实际例子
假设变换器的输入电压范围为15-20V，输出电压为5V，最大输出电流为5A，如果开关频率为200KHZ，那么电感值为多多？
1）对于BUCK变换器，应该在Vinmax（20V）处设计电感
2）占空比可求得Vo/Vin=5/20=0.25
3）周期是1/f=1/200KHZ=5us
5）伏秒数是Vo*toff=5*3.75=18.75us
6）r=0.4，Et=18.75us，可得L*I=45uHA
7）负载电流时5A，所以IL=Io=5A
8）因此，可得到L=45/5=9uH
9)电感的额定值最少是（1+r/2）*IL=1.2*5=6A
结论：需要9uH/6A的电感。
我的疑惑，这里算出来的9uH/6A的电感式工作在CCM还是DCM模式，还是BCM啊，求大神给解答一下。
SI制（国际标准制单位）
MKS制（国际电位）
CGS制（北美用的一种）
H场：磁场强度，场强，磁化力，叠加场单位A/M
B场：磁通密度或磁感应Wb/（m*m）
磁通量：一个表面上B的总量
磁力线不是开始于任何点，一个封闭表面上的B的总和是0.
B=uH.
空气磁导率Uo=4π*10的-7幂
线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值
电感量和匝数的平方成正比
变换器的两个关键方程：
B=L*I/(N*A)(非独立电压方程)
Bac=Von*D/（2*N*A*f）（独立电压方程）
B和I是相互成正比关系
比例常数L/(N*A)
2.17实际例子-----不增加线圈匝数
一般铁氧体磁心的饱和磁通密度为0.3T左右
设计者需要牢记，在功率变换器中最基本的前提是，对一定应用场合，大的电感量需要相应大的电感与其相匹配！
只增加匝数而没有增加电感的体积自然是一种产生灾难的方法。
Bpk=L*Ipk/(N*A)
增加匝数（分母）可以降低Bpk的值，但是，L的值是正比于匝数的平方，分子变化的更加多，所以，不是降低Bpk，而是增加Bpk
2.17.5磁芯损耗
磁芯损耗决定于不同因素--磁通密度摆幅，开关频率和温度
磁芯损耗=单位体积的磁芯损耗*体积
在书中76页，表2-6中有一个常用磁性材料的典型磁芯损耗系数，磁性厂家有Micrometals公司，MagneticsInc公司
Ferroxcube公司TDK公司Fair-Rite公司，估计他们都是做的好的吧。
同时，这里有一个东西没看明白，有三个参数我不懂什么意思，不知道哪位可以解答一下。
第二栏的C，下面对应的是4.3E-10,6.4E-10....，这个C是代表着什么啊？
第三栏的p(Bp)下面有2.41,2.27,2.03是各个厂家不同产品的值，这个p（Bp）又是代表什么啊？
第四栏的的d（fd）下面是1.13,1.18,1.36，这个的d（fd）又是什么啊？
求帮助
下面将介绍普通电感设计步骤，设计电感首先考虑峰值电流的最恶劣输入电压。对于BUCK变换器，我们考虑Vinmax，因为这时候峰值电流达到其最大值。
例子：Buck变换器：输入电压18-2V，输出电压12V，最大负载电流1A，期望电流纹波率为0.3(最大负载电流处)。
假设Vsw=1.5V，Vd=0.5V，并且f=150KHZ。选择一个产品电感并验证。
2.18.1估计必要条件
对于BUCK变换器，占空比D=（Vo+Vd）/(Vin-Vsw+Vd)
所以D=（12+0.5）/（24-1.5+0.5）=0.543
开关导通期间，电感上电压时Von=Vin-Vsw-Vo=24-1.5-12=10.5V
所以，伏秒数Et=Von*ton=10.5*3.62=38.0Vus
用L*I方程得(L*IL)=Et/r
可得到(L*Il)=38/0.3=127uHA
若r0.3，则峰值电流比平均电流大15%
即Ipk=（1+r/2）*IL=1.15*1=1.15A
选择美国普斯公司的一个电感产品-PO150
IDC=0.99A
LDC=137UH
Et=59.4us
DCR=387
Et100=10.12
2.18.2电流纹波率
（L*IL）=Et/r
所以r=Et/(L*IL)
r=59.4/(137*0.99)=0.438
我们的应用场合r=38/（137*1）=0.277
可以接受
还要考虑线圈损耗，磁芯损耗，温升
2.18.3峰值电流
应用场合中峰值电流小于电感设计的峰值电流，这种选择是安全的。
完全也可认为应用中磁通密度B的峰值也在电感设计的范围内。
对于电感而言，若不同的应用场合有同样的直流电流与伏秒数，则电感工作情况必然完全相同。即不必考虑电感用在那种拓扑，或者占空比多大。
磁芯损耗总是小于线圈损耗。
Et100=10.12Vus
意味着产生100G的Bac需要的伏秒数是10.12.
Bac=▲B/2.
所以相应的▲B是200G（对每个10.12Vus）
2.19计算其他最恶劣应力
磁芯损耗只占总损耗的一笑部分。
选择二极管的窍门：使选定二极管的额定电流至少等于最恶劣平均电流的两倍。
因为二极管正向压降随额定电流上升而降低，可以降低损耗
选择二极管的额定电压至少比最恶劣二极管电压打20%
2.19.3开关管最恶劣损耗
对于所有拓扑，平均输入电流必须随输入电压降低而增加。
对于所有拓扑，开关管有效值电流在Vinmin（Dmax）处最大。
选择开关管的原则额定电流等于最于开关管电流有效值2倍。
选择开关管的额定电压至少比下面给的最恶劣开关管电压大20%
2.19.4输出电容最恶劣损耗
选择输出电容的基本原则是使其额定电流纹波率等于或大于最恶劣电容电流的有效值。
选定电容的额定电压至少比实际应用场合中电压打20%-50%
输入电容最恶劣损耗
使其额定电流纹波等于或大于最恶劣电容电流有效值。选的不恰当EMI在这里也会通过变换器传到输出。
输入电压纹波必须低于输入电压的5%-10%。
第三章
离线式变换器设计与磁学技术
3.1反激变换器磁学技术
‘开关节点’称为电感电流的转向点。
开关导通期间，一次侧决定所偶绕组的电压，而开关截止期间，各绕组电压由二次侧决定。
反激变压器一次侧和二次侧绕组的电流关系式基于能量。
已知一次电压求二次电压，需要除以匝数比，已知二次电压求一次电压，则需乘以匝比。电路计算规则则相反，已知一次电流求二次电流，需乘以匝数比。
漏感是未能耦合到一次侧电感部分，它不参与有效能量从输入大输出的传递。它是未能传递到二次侧的一次电压波形，只表现为开关关断瞬间的电压尖峰。
3.1.5漏感
漏感可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。
开关关断时，一次电感所储存的能量可沿续流桐庐传递，但漏感能量却无传递通路，所以它就以高压尖峰形式表现出来，二次侧无此尖峰电压，因漏感不适一次电感，而是未耦合到二次侧的电感。
常采用以下两种处理方法：
重新利用使其返回输入电容。
简单地将其消耗。
后者因简单而广泛应用，较普遍的是直接用齐纳二极管钳位。
3.1.8有效一次漏感电感测量
漏感的测量时短接二次绕组两端，再测量一次绕组两端的电感。
根据经验法则，可用每英寸20nH进行计算。
对于反激变换器输入电容来说，电容值选择一般取3uF/W
对于反激变压器电流密度一般取400cmil/A
对于高频时，考虑肌肤深度的时候，注意铜皮也要为肌肤深度的两倍。
3.2正激变换器磁学技术
3.2.1占空比
因为正激变换器中输出电感的设计步骤与BUCK电路相同，在Vinmax设计。
正激变换器的二次绕组和一次绕组同时流过的电流，这使磁芯磁通几乎完成抵消。
磁芯中的所有参数如磁通，磁场，储存的能量甚至是磁芯损耗，都仅由励磁电流决定。
励磁电流与一次，二次匝数比无关-它仅存在于一次侧。
励磁电流是变压器中唯一储存能量的部分。
磁复位绕组的匝数通常准确地等于一次绕组匝数。
正激变换器的占空比都不能超过50%。
由于这部分太难了，有点搞不清楚头绪了，所以把重要的知识点先例出来，慢慢更新
第五章导通损耗和开关损耗
开关损耗为开关器件从导通转换为关断时的所有损耗。开关频率越高，开关每秒钟转换状态的次数越多，因此开关损耗与开关频率成正比。
大部分电源分析中提到的‘负载’都是指晶体管的负载，而非DCDC变换器的负载。
类似地，‘输入电压’指mosfet关断时加在其两端的电压。
5.2开关接感性负载
当电流变化时，电压保持不变，当电压变化时，电流保持不变。这是电感负责的特性
开关接感性负载时的损耗为接电阻性负载的三倍。
5.3开关损耗和导通损耗
开关盒二极管导通时的压降多数情况下不是为零的
导通损耗取决于占空比而与频率无关。
二极管导通损耗也是电源中另一主要导通损耗。
减小导通损耗的方法是降低二极和开关管的正向导通压降。
但是，压降非常低的肖特基二极管娄底阿牛较大，结电容很大，会产生更大的损耗。
试图降低MOSFET的通态电阻会影响其开关速度。
5.4建立MOSFET简化模型以研究感性负载时的开关损耗
MOSFET的漏极，原级，和栅极之间存在三个寄生电容。这些微小的极间电容是提高开关效率的关键。
交叠损耗的原因在于开关状态每次变换都不可避免地存在V-I交叠。
人们关心的开关管关断时两端电压，以及导通时流过的电流。
MOSFET的漏极电压与节点电压有细微差别，两者压差为ILK两端电压。漏感
5.5变换系统中寄生电容的表示
用直流驱动信号角度深入分析栅极，可以发现有效输入充电电容是Cgs和Cgd的并联。
有效输入电容Ciss
输出电容Coss
反向传输电容Crss
5.6门极开启电压
逻辑电平MOSFET中Vt的典型值为1-3V。高电平MOSFET的Vt的典型值为3-5V。
把流过MOSFET的电流超过1mA时的状态定义为导通状态。
一般的，我们用栅荷系数来解释什么是有效电容值。
这个系数有效地说明了当电压降低时电容值增加的事实。
5.12对开关损耗而言的最恶劣输入电压
对BUCK变换器，最大损耗发生在Vinmax
对BOOST变换器，最大损耗发生在Vinmin
对BUCK-BOOST变换器，成0.5对称分布。例如，D=0.6-0.8，去0.8（Vinmin）计算开关损耗。
D=0.2-0.4，在0.2（即Vinmax）处计算开关损耗。
第六章印制电路板的布线
6.1引言
设计开关调整器PCB时，需知最终产品的好坏完全取决于它的布线。
电流模式控制芯片比电压模式控制芯片布线灵敏度高很多。
6.2布线分析
作为设计师首先应了解变换器主电路电流的流向，从而识别出PCB中有麻烦的‘关键的’走线。
不可以用设计BUCK电路PCB的方法设计BUCK-boost电路PCB。
6.3布线要点
在开关转换期间，某些走线（PCB上的覆铜线路）的电流会瞬间停止，而从另外一些走线电流同时瞬间导通。这些走线被认为是开关调整器PCB布线的‘关键走线’。
V=L*DI/DT，L是PCB走线的寄生电感，每英寸走线的寄生电感约为20nH.
噪声尖峰一旦产生，不仅传递到输入/输出，而且渗透到IC控制单元，是控制功能失稳失常。
MOSFET比BJT转换速度更高。采用MOSFET开关的变换器将产生更恶劣的‘尖峰’。
不应在关键走线的某处使用一段软线接入电流探头。
注意对BUCK和BUCK-BOOST电路，输入电容也处于关键路径中。
这意味着在这些拓扑中功率级需要有良好的输入解耦装置。
控制电路本身需要良好的解耦装置。为此，在紧邻IC的地方接入衣蛾小容量陶瓷电容。
对所有拓扑，电感均不处于关键路径，因此不必过多担心它的布线，至少从产生噪声的观点来看。弹药考虑电感产生的电磁场，它会影响附近的电路及敏感走线，同样会产生问题。
特别要远离反馈走线。
对BOOST和BUCK-BOOST电路，输出电容处于关键路径，因此该电容和二极管应尽量靠近控制IC。
对BUCK电路，若用一陶瓷电容与输出电容并联，则只是为进一步降低输出高频噪声和输出纹波。但改做法不可靠，特别对电压控制模式，当输出电容等效串联电阻值变得太小时，可能造成环路严重不稳定。
对所有拓扑，二极管处于关键路径。
事实上增加某些走线宽度对电路工作可能是不利的。
任何带有变动电压的导体，不管它流过电流的大小，只要其尺寸足够大就会形成E型天线。因此应该减小开关节点处的走线面积，而非增加它。
唯一允许大面积覆铜的电压节点是接地点或外壳接地点。
已知减小走线电感的最好方法是减小长度，而不是增加宽度。超过一定限度后再加宽走线并不能显著减小电感。
将两条平行走线置于板子两面相对位置，为加强互耦以消去磁场，这些走线应尽量宽些。
应使反馈走线尽量短，并远离噪声或磁场源，绝不恩能够将反馈走线置于电感，开关或二极管下方。
IC内部每消耗1W，温度升高30摄氏度。
第七章反馈环路分析及稳定性
7.1传递函数，四件常数与强制函数
对于输入和输出，可能它们其中的一端为公共端，称这样的网路为‘二端口网路’
输出电压除以输入电流，为电阻的阻抗。
脉宽调制器（PWM），它的输入时‘控制电压’，输出时占空比
方程得常数项为强制函数。
由于书中第7张是反馈环路分析及稳定性，以及后几张的EMI。
这些问题对我来说是真的很难。这些日子在这补自动控制原理呢，要不实在不懂。
有些好心的哥哥也说了，光说不练假把式，照抄照搬没有意义。
所以，我打算到第七章先暂停，等我把改回的东西都整明白之后再继续讨论高深的问题。
现在开始，把1-6章的问题，模棱两可，似懂非懂的问题都提出来，更好地把问题分析清楚。