摘要：一般来说，对数放大器指的是一种计算输入信号包络对数的设备
图8:对数放大器对线性包络斜坡的响应
所以对数放大器给出了信号在对数域中的交流幅度。一般来说，对数放大器用于测量信号强度，而不是检测信号内容。术语“解调”，这是用来描述这种类型的对数放大器，是一个小导弹，但因为对数放大器恢复信号的包络的对数(类似于解调AM的过程)，术语解调已被采用来描述这种类型的设备。
对数放大器简化框图(见图9)的核心是放大器级联链。这些放大器具有线性增益，通常在10到20db之间。为了简单起见，这里我们选择了5个放大器的链，每个放大器的增益为20dB，或10倍。现在，想象一个小的正弦波被输入到链中的第一个放大器。在应用到第二个放大器之前，第一个放大器将以10倍的速度获得信号。因此，当信号通过每个后续级时，它被额外放大20db。
图9:对数放大器框图
现在，随着信号沿着增益链向下发展，它将在某个阶段变得如此之大，以至于它将开始在一个精确的水平上剪切或限制，在这个例子中，它被设置为1Vpk。
当信号在某一级进入限幅后(这发生在图9中第三级的输出处)，限幅信号继续沿信号链向下传递，一路上保持其1vpk的幅度。
每个放大器输出端的信号也被送入一个全波整流器(图9中标记为Det)。将这些整流器的输出加在一起，如图所示，并将夏季的输出应用于低通滤波器以去除整流信号的纹波。这将产生对数输出(通常称为“视频”输出)，这将是稳态交流输入信号的稳态直流输出。
要理解这种信号变换如何产生输入信号包络的对数，请考虑如果输入信号减少20dB会发生什么。如图所示，夏季未过滤的输出约为4Vpk(来自3个限制级和第四个即将限制级)。如果我们把输入信号减少到原来的1/10，那么少一级就是极限了。从这个阶段的电压将减少夏天的输出到大约3v。如果我们将输入信号进一步减少20db，夏季的输出将降至约2v。
所以输入电压每变化20db，输出电压就变化1v。我们可以将对数放大器描述为斜率为50mV/dB。这是二极管检测器的关键区别，其mV/dB斜率随输入电平变化。原木放大器的明显优点是它具有较高的动态范围和恒定的斜率。然而，二极管检测器传递函数有优势，在高精度是很重要的。由于二极管电路在高输入电平下具有非常高的分辨率(即每dB更多的电压)，因此在功率上进行小的调整将更容易。
与二极管检测器电路的情况一样，斜率和截距是定义对数放大器传递函数的两个规格。AD8313在900MHz时的传递函数，一个100-MHz至2.5ghz的65db对数放大器(见图10)显示，在输入端发生10db变化时，输出电压会变化约180mV。由此我们可以推断出传递函数的斜率为18mv/dB。
图10:圆木放大器的斜率和截距
现在，我们可以看到，当输入信号下降到-65dBm以下时，响应开始变平，设备处于其范围的底部。然而，如果我们外推传递函数的线性部分，直到它到达水平轴，我们就会到达一个点，我们称之为截距(在这种情况下约为-93dBm)。请注意，对数安培规格中的约定是指定这个x轴截距，而不是我们用来指定二极管检测器的y轴截距。
一个特定器件的斜率是通过做一个简单的两点校准来确定的，也就是说，在线性工作范围内测量两个已知输入电平的输出电压。斜率很简单，
截距由方程给出，
一旦我们知道了特定器件的斜率和截距，我们就可以使用简单的公式计算出对数放大器在线性范围内(在这种情况下约为-65dBm至0dBm)的任何输入电平的理想输出电压:
例如，如果输入信号为-40dbm，则输出电压将等于，
值得注意的是，截距值的增加会降低输出电压。
在实际系统中，我们将使用对数放大器根据测量的输出电压估计(未知)输入信号。为此，我们重新排列方程[3]，
以同样的方式，我们检查了二极管检测器的线性度，我们可以绘制对数放大器响应的线性度。谈论对数函数的线性有点令人困惑，但更具体地说，我们感兴趣的是设备的传递函数与log(x)数学函数的一致性。
因此，对数一致性显示了器件保持恒定斜率的范围，也显示了输入范围内的纹波或任何非线性。对数放大器的动态范围定义为斜率保持在一定误差范围内的范围，通常为±1db或±3db。例如，在图11中，±1db动态范围约为95db(从+5dbv到-90dbv)。
图11:对数放大器的对数一致性
在二极管的情况下，我们也可以绘制对数放大器在室温下相对于计算斜率和截距的温度上的对数一致性。45dB对数放大器AD8314在2.5GHz下的传递函数和对数一致性(图12)表明，在大约40dB(-17dBV至-57dBV)的范围内，温度漂移和对数一致性完全在±1dB误差范围内。在精密应用中，设备不应在此范围外操作。请注意，对于0dBm(-13dBV)的输入电平，25°C时的日志一致性误差仍然相当好，约为+0.7dB。但是，在温度过高时，特别是在低温时，误差会急剧增加到约-2dB。由于大多数无线通信系统在最大功率时都有最严格的发射规范，因此需要在日志放大器的最大输入电平上“后退”。
图12:圆木放大器的温度稳定性
射频系统中最广泛使用的惯例是以dBm为单位指定功率，即相对于1mw的分贝。在功率方面，对数放大器输入电平的规格严格地是对流行惯例的让步;像二极管探测器一样，它们不响应功率，而是响应输入电压。dBV的使用更为正确。然而，由于大多数用户根据功率指定RF信号-更具体地说，dBm相对于50欧姆-我们同时使用dBV和dBm来指定对数放大器的性能，在50-欧姆环境的特殊情况下显示等效的dBm水平。
图13:对数安培脉冲响应
将输出低通滤波器的带宽(通常称为视频带宽)设置得非常高，将导致频率接近或低于拐角频率的输入信号产生残留的输出纹波。AD8313对10kHz输入突发的响应会导致输出纹波过大(见图14)，因为该部件的角频率内部设置为13mhz左右。然而，这个问题可以很容易地通过在输出端增加一个单极低通滤波器而得到纠正。
图14日志放大器输出纹波
视频带宽和输入信号带宽不能混在一起。单片对数放大器的最大输入信号带宽通常在50MHz到2.5GHz之间，而这些设备的视频带宽通常在1到30MHz范围内。
另一个有趣的结果可以看到(图14);请注意，日志放大器的响应衰减似乎是相当慢一点，比爆发。这是一个有趣的结果这是由对数变换的性质决定的。但是，请记住，在低输入电平时，输入信号的微小变化对输出电压有显著影响。例如，输入电平从7mV变化到700μV(或约-30dBm到-50dBm)与输入电平从70mV变化到7mV具有相同的效果。作为一个对数放大器，这是你所期望的。然而，如果我们用肉眼观察输入信号(即射频突发)，我们看不到mV范围内的小变化。正在发生的事情(如图14所示)是，爆发不会立即关闭，而是下降到某个水平，然后呈指数衰减到零。如果你画出衰减指数信号的对数你会得到一条直线，类似于图中的尾部。在实验室。提供具有接近理想衰减的输入信号的对数放大器脉冲响应测试是相当具有挑战性的。一种常见的方法是用来自发生器的脉冲对射频信号进行门控，其中脉冲宽度可以以非常高的分辨率进行调节(3)。
对数安培的输入阻抗通常在几百到几千欧姆之间。虽然反应匹配技术可用于将典型的50欧姆源阻抗转换到更高的水平，但简单的电阻分流通常提供最佳的整体输入匹配。当对数放大器的输入阻抗有频率依赖性时，尤其如此。一般来说，选择一个略大于50欧姆的分流电阻，它与对数放大器的更高输入阻抗并联结合，使总体输入阻抗为50欧姆。
图15:对数放大器输入匹配
具有数字控制的典型射频功率控制环路(图16)使来自PA(最大功率为+40dBm)的射频信号在到达天线的途中通过定向耦合器。定向耦合器的特点是其耦合系数通常在10-30db范围内，即输出信号比主输出信号小10-30db。由于耦合输出必须提供一些功率(在本例中为检测器提供)，因此耦合过程从主输出获取一些功率。这表现为插入损耗，耦合系数越低，插入损耗越高。
图16:数控射频传输系统
在所示示例(图16)中，耦合输出必须再衰减25dB，然后才能应用于AD8314日志放大器(回想一下，AD8314对于低于约-4dBm的输入电平非常温度稳定)。
AD8314的输出在ADC中数字化。对于8位ADC和40dB的检测器动态范围，这导致分辨率为0.16dB/码(40dB/2(8))。这个分辨率对于大多数精密应用来说已经足够了。
一旦检测到传输功率并将其数字化，就可以使用DAC来调整系统。在这种情况下，通过改变中频处可变增益放大器(VGA)的增益来调节功率。这只是功率可以通过其他选项改变的一种方式，包括PA的偏置调整和基带信号幅度的变化。
当需要快速调节增益时，数字控制AGC环路的固有延迟可能是不可接受的。在这种情况下，AGC循环可能是一个很好的选择。
从通用版本的VGA输出开始(图17)，该信号通常通过定向耦合器馈送到检测器。检测器的输出驱动运算放大器的输入，运算放大器配置为积分器。参考电压驱动运放的非反相输入，运放积分器的输出驱动VGA的增益控制输入。现在，让我们来看看这个电路是如何工作的。
图17:自动增益控制环路
该电路的关键用途在于其对VGA增益控制功能变化的抗扰性。至少从静态的角度来看，增益和增益控制电压之间的关系对整体传递函数没有影响。根据Vref的值，积分器将增益控制电压设置为产生所需输出电平所需的任何电平。增益控制函数中的任何温度依赖性都将被消除。此外，VGA增益传递函数中的非线性不会出现在整体传递函数中(Voutvs.Vref)。唯一的要求是VGA的增益控制函数是单调的。然而，探测器的温度稳定是至关重要的。
到目前为止所描述的电路已被设计为对不同的输入电平产生恒定的输出电平。因为这导致一个恒定的输出电平，很明显，检测器不需要一个宽的动态范围。我们只要求它是温度稳定的输入电平对应于设定点电压Vref。例如，前面讨论的二极管检测器电路，在低电平温度稳定性差，但在高电平稳定性合理，可能是一个很好的选择，在应用中，电平输出相当高。
如果我们使用的检测器具有更高的动态范围，我们现在可以使用该电路在宽动态范围内精确设置VGA输出电平。要做到这一点，积分器参考电压，Vref，是可变的。Vref上的电压范围直接来自检测器的传递函数。例如，如果检测器在输入电平为-20dBV时输出0.5V，则当检测器输入电平为-20dBV时，0.5V的参考电压将导致环路稳定(VGA输出将通过VGA和检测器之间存在的任何耦合因子大于此量)。
可变Vout情况下的动态范围由环路中动态范围最小的设备决定(即VGA的增益控制范围或检测器的线性动态范围)。再次注意，VGA不需要精确的增益控制功能。在这种情况下，VGA增益控制的动态范围定义为增益控制电压增加导致增益增加的范围。
值得注意的是，使用术语AGC(自动增益控制)来描述这种电路架构从根本上是不正确的。术语AGC意味着增益是精确设置的。在实践中，它是自动设置的输出电平，因此术语ALC(自动电平控制)将更正确。然而，就像太阳升起和传统电流的方向一样，这个术语在流行术语中根深蒂固，所以试图纠正这个不准确的地方没有什么意义。
在一个实际的AGC环路中(图18)，AD603的输出电平由AD8314日志放大器控制，AD603是一个工作频率高达90MHz的通用VGA;参考电压由AD5300(一个8位DAC)设置。除了作为检测器之外，AD8314还集成了完成环路所需的积分器。我们把这种检测器的操作模式称为控制器模式。
图18:一个实用的AGC回路
AD603的最大输出电压可达2vpk-pk。为了将此最大电平映射到AD8314的最大输入电平，需要0.33的衰减因子(在这里使用简单的电阻分压器实现)。DAC的满量程5V输出电压同样按比例缩小，以对应AD8314的参考电压范围(0V至1.25V)。这不是绝对必要的，因为我们可以简单地只使用与日志放大器的参考电压范围相对应的DAC代码。然而，以这种方式缩放DAC电压，会将控制分辨率(以dB/code为单位缩放)提高4倍。
如前所述，该电路可用于两种不同的AGC模式。作为调平电路，可能为ADC提供恒定的输入幅度，设定值电压将保持恒定。另外，在VGA输入电平相当恒定的传输应用中，将调整设定值电压以使输出信号幅度变化高达45dB。
本系列的第三部分将讨论日志放大器对不同信号类型的响应，以及使用有效值-直流转换器。
对数安培脉冲探测器微波放大器的设计RF,2000年1月。可从设备中获得重印版。页3-4